Бессмысленный и беспощадный. Телефонный усилитель для начинающих.

[ViktKors]

По случаю просматривал винчестер, обнаружил несколько забавных проектов разной степени недоделанности. Оказалось, что для некоторых готовы и схемы и герберы, а для нескольких даже платы отпечатаны. В том числе и плата из поста в одиозной лузловой ветке.

Чтоб добру не пропадать, запаял детальки, покрутил чуток, послушал, померил, поржал, ну и выкладываю тут.

Мотивация:

Скрытый текст

Для тех кто не помнит, все началось с "шедевра" одного мастера. Он несколько раз регистрировался на нашем форуме, но (полагаю, что в силу стеснительности натуры) всякий раз неизменно прилагал усилия для эффектного самовыпиливания. Обычно я стараюсь воздерживаться от комментариев по УНЧ, поскольку не очень понимаю форумный дискурс, нередко затрудняюсь угадать, что, зачем, и почему хотели сделать коллеги. К счастью, в упомянутом случае с критериями была полная ясность - заявлялась повышенная линейность, а способом разработки была выбрано перетаскивание деталек в симуляторе. Ни особой линейности, ни простоты, ни даже работоспособности (в нормальном смысле) так и не случилось. Белка это отметил, Эдди открыл ветку, ну и я отметился тем, что если уж перетыкать в симуляторе, то хотя бы стоит делать это с огоньком. По моему мнению, сколько-нибудь хорошо для симулятора - это искажения менее -200 дБ, что и было показано на предлагаемой оппонентом модели, путем ее упрощения до степени рафинированного идиотизма.

Поскольку глупо оспаривать справедливость тезиса "критикуя - предлагай", я конечно не хотел бы остаться голословным охаивателем. С другой стороны, элементарность задачи вызывала недоумение. Понятно, что усилители для послушать/попользоваться строятся несколько иначе, чем для симулятора, но имхо это как-бы не та проблема, над которой нужно сушить мозг.
Ну я и сваял наскоро схемку/платку. По приколу решил довести тезис "несколько иначе" до абсурда, сделав схему максимально "наоборот" относительно от того, что предлагал "мастер".

[свернуть]

Тезисы:

Скрытый текст

Не уверен, что понял все верно, но основные посылки "от обратного" таковы:
* диффкаскады (ежели таковые случатся) - "ломанные";
* УН (да и вообще все каскады) - без какой-либо линеаризации (Хауксфорды, Баскандалы и иные умники идут лесом);
* выходной повторитель не тройка, а вызывающая оскому у оппонента двойка - "бриллиантовый буфер";
* обратная связь, естественно, многопетлевая. Поскольку Белка примерно в то время приложил некоторое количество усилий в привлечения внимания к определенной топологии, в качестве алеверды именно ее и заложил для коррекции усилителя;
* сама обратная связь, относительно глубокая, но за рекордами (как обычно) не гнался, только чтобы было функционально достаточно;
* ну и отдельная тема - перегрузка. Никаких проблем тут я не вижу, но это явно больная мозоль кое для кого, поэтому этой теме уделено чуть больше времени. Если я правильно понял, на практике дискурс не предлагает вообще никаких методов кроме "антиклипповых диодов". Чтоб немного исправить недостаток доступных примеров, в схему введено антиклиповое звено (то, что иногда упоминается как "нелинейный корректор"). В данной схеме оно несколько избыточно (хотя и был введен заход фазы за 180°), и призвано, главным образом, притушить истерику по поводу того, что клип способен повредить тестикулы (уж не знаю, свидетельством чего является столь замысловатый ход мысли, но именно на них концентрировалось внимание оппонентов довольно долгое время).

[свернуть]

По поводу того, как именно прикидывалась схема напишу отдельный пост чуть позже.
Могу отметить несколько моментов:
1. В сабже все просчитывается на клочке бумаги. Симулятор не особо нужен, а в некоторых аспектах (например, для прикидки коррекции и реальной оценки искажений) скорее даже вреден;
2. Схема сделана на деталях из 60-тых годов, и, вообще говоря, могла появиться у любого профильного студента еще до сексуальной революции. Почему за истекшие с тех пор пол-века тот же журнал "радио" ничего подобного не публиковал - для меня загадка. Особенно учитывая, что модуль построен тупо по начальным главам учебников;
3. В полемическом запале не ставилось задачи сделать полноценный усилитель, скорее хотелось поиграться, поэтому на плате предусмотрены неиспользуемые футпринты, а некоторым "мелочам", вроде интегратора постоянки, нормальных цепей и развязок питания, регулятора громкости и т.п. не уделялось должного внимания. Все это может быть реализовано на базовой несущей плате, делать которую я не стал, ограничившись макеткой;
4. Постыдное ощущение полной бессмысленности происходящего не покидало меня на протяжении всего процесса. В конце концов, студенты из 68-го года уже давно пенсионеры, и нынче актуальны иные песни. Поэтому заранее прошу прощения за возможно несколько нервный стиль изложения.


Немного конкретики.
В согласии с заданной концепцией предполагался транзисторный усилителя для обычных наушников.
Схема сделана в виде модулей (своего рода "дискретных ОУ") для установки на базовую несущую плату.
Модули выполнены на смд-деталях, платы четырехслойные, заодно используются в качестве радиаторов.
Предусматривается преимущественная работа в классе А с током покоя порядка 50 мА.

На картинке два таких модуля установлены на мелкую макетную плату:


Схема в актуальной конфигурации:


Спектры сигнала амплитудой 12 вольт пик-пик на нагрузку 94 Ома (это ~190 мВт, что обыкновенно соответствует звуковым давлениям порядка 120 дБ):

Поскольку макетка весьма условна, подключалась к АЦП неэкранированными проводами, а плата валялась на столе с кучей разной электроники, закономерен высокий уровень наведенных помех.
Но характерно, что гармоники и продукты интермодуляции практически отсутствуют.
Некоторые сомнения остаются относительно разностного тона 1 кГц (разность 18 и 19 кГц), наличие интенсивных помех не позволяет сделать определенного вывода, кроме того, что его уровень не выше -140 дБ.

Чтоб получить четко различимые гармоники, сопротивление нагрузки было уменьшено до 32 Ом без уменьшения выходной амплитуды. Это соответствует разрушительной для большинства наушников мощности в 560 мВт, и кроме того, выводит выходной каскад в класс АВ (амплитуда тока в таком режиме - до 190 мА, при максимальном токе в классе А ~ 95 мА):

Видно, что на гармоническом спектре стала заметна вторая гармоника по уровню -147 дБ (0.000 005 %).
На спектре интермодуляции чуть изменился рисунок помех, что допускает вывод о наличии заметного разностного тона.

Шумовым свойствам не уделялось практически никакого внимания (едва ли шум будет критичным при чувствительности ~2 вольта). Но для контроля снят спектр шума с АЦП в режиме замкнутого накоротко входа и с выхода усилителя (размер fft = 2^20, fs = 44.1 кГц) (нижние графики - АЦП, верхние - АЦП+УНЧ):

Видно, что кроме наводок от неэкранированных проводов к АЦП, на шумовой полке не появилось никаких аномалий. Справа приведены увеличенные участки "полок" АЦП и УНЧ (отнормированные к рабочему уровню на выходе усилителя), которые позволяют оценить относительный невзвешенный уровень шума усилителя в ~ -108 дБ, что должно соответствовать десятку-пару мкВ на выходе.
Естественно, замер производился с подключением на вход усилителя аналога источника сигнала (резистор на 100 Ом), так что указанные значения отображает шум при актуальном коэффициенте шумового усиления (~3.3). При снижении коэффициента усиления шум соответственно снизится.

Картинка меандра довольно скучна. Некоторое оживление на ультразвуке вносит только выходной LR(C) фильтр. За счет него на частоте 50 кГц заметна некоторая волнистость:


Картинка поведения усилителя в клипе приведена для случая положительной и отрицательной полуволн для небольшой и значительной (но все еще реальной) перегрузки на частоте 1 кГц:

На выходе из клипа присутствует закономерная "загогулина", но такая мелкая, что даже если ее получится рассмотреть, едва-ли она способна огорчить.

***
Субъективное прослушивание показало очень высокое качество звука. По характеру подачи схема больше походит на "взрослый" наушниковский усилитель чем на "любительский". Слушая наушники сложно избавиться от впечатления, что играет не "аналог операционника", а большая схема с существенным энергетическим потенциалом.

Должен добавить, что то, что хотя схема задумывалось отчасти как прикол, и даже не оптимизировалась, она очень удивила взрослым звуком. Модули явно достойны не только полноценной несущей базовой платы, но и "чистовой" ревизии плат модулей, без пустующих футпринтов и рассчитанных на повторение.

[fakel]

Мотивация все же не раскрыта. Об чем спорт-то был?

[ViktKors]

Мотивация все же не раскрыта. Об чем спорт-то был?

Да небыло никакого спора. Позубоскалили в ответ на хамство, да разошлись.

Но высмеивание чего-то стоит, только есть чем подтвердить аргументацию. Потому требовалось логическое завершение. Тем более, что затраты, большей частью на преодоление лени.

Ну а модуль вполне себе пригодится. По звуку он хорош. Найдется применение.

[mellowman]

Неплохо!

некоторым "мелочам", вроде наличия интегратора постоянки

А сколько в реальности получилось на выходе? Насколько плавает?

[Gofrey]

А для заканчивающих будет усилитель?

[shura1959]

Высокий класс! Завершённость начатого достойна всяческих похвал.

[nemoli]

По характеру подачи схема больше походит на "взрослый" наушниковский усилитель чем на "любительский".

И какая все таки лучше

[deemon]

А для заканчивающих будет усилитель?

Для заканчивающих будет на одном транзисторе ...

[vladimir sim]

Все бы хорошо, но почему на выходе не применить человеческие транзисторы 2SA1213/2SC2873, BDP94х-BDP95x, PZT651/751 в SOT-89 или SOT-223 без запараллеливания, 2222/2907 плохо подходят для усиления.

[ViktKors]

А сколько в реальности получилось на выходе? Насколько плавает?

входные транзисторы никто не подбирал, соответственно ток смещения порядка микроампера, напряжение смещения около 5 милливольт. Основной вклад в напряжение смещения - разное коллекторное напряжение на pnp и npn во входной паре, соответственно, один из пары чуть горячее чем другой, вот и набегает пяток милливольт. На данной плате можно подправить или добавив резисторы последовательно с диодами (футпринт есть) или чуть подкорректировав ток смещения диодов. Но поскольку итоговые 20-30 мВ смещения не особо критичны для высокоомных наушников с которыми я и слушаю большую часть времени, я решил пока не заморачиваться.
Разве что подправил до +/- 1 мВ напряжение на выходе первого УН (2.4 кОм параллельно R18, для компенсации чуть разного б-э напряжения (~15 мВ) у примененных pnp и npn).

Четырехслойка имеет сплошные внутренние полигоны, так что тепло по плате распределяется очень неплохо, плавание смещения в пределах десятка-пары процентов (т.е. подбором режима постоянки можно выйти на стабильность порядка пары милливольт). В принципе, на 50 мА тока покоя платы едва теплые. до 60° они не нагревались даже при токе покоя в 100 мА. Такой ток, конечно совершенно избыточен, но в принципе позволяет даже в данной конфигурации снять заметно больше мощности

Все бы хорошо, но почему на выходе не применить человеческие транзисторы 2SA1213/2SC2873, BDP94х-BDP95x, PZT651/751 в SOT-89 или SOT-223 без запараллеливания, 2222/2907 плохо подходят для усиления.

Очень просто. Поскольку
1. 3904/06 и 2222+2907 - широкораспространенные и издевательски древние (что позволяет подтрунивать над нынешними пенсионерами )
2. поскольку ничего из перечисленного Вами в Маузере уже не продается, а вышеозначенное доступно всем, и хотя они и "не очень подходят", тем не менее вполне справляются.
2а. имхо SOT89 уже практически вымер, про него можно забыть.
Кстати, я вообще хотел поставить вместо пар 2222+2907 по пяти 3904/06 в том-же SOT23, единственное, что меня остановило - чрезмерная провокативность (ха) такого выходного каскада и (основное) необходимость запаивать на 12 штук больше резисторов. Оно конечно тогда можно от эмиттерных резисторов и вовсе отказаться, но..

А запараллелены 2222 и 2907 не по необходимости (понятно, что и одной пары в данной конфигурации хватит), а больше про запас, на случай разгона, когда два транзистора вместо одного позволяют получить более холодные кристаллы (что не самый большой минус с точки зрения термостабильности на тепло плате без радиатора) и более равномерное распределение тепла по плате.

[Alex]

имхо SOT89 уже практически вымер, про него можно забыть.

?!

[ViktKors]

И какая все таки лучше

Этот вопрос не имеет объективного ответа.
Можно сказать так, "взрослый" - это громоздкий усилитель (хотя нынче он и упрощен чуток). Он делался именно для звука.
"Любительский" - это меньшая мощность. Он на столько же (если не более) прозрачный, но у него чуть меньше завлекательной красивости в звуке.
Сабж - аналогично послабее, но имеет ту же "красивую" звуковую сигнатуру, что и взрослый.

Это все предельно субъективно и на уровне едва уловимых эффектов, вариант самовнушения тоже не исключается.
Я бы сказал так. Если речь о прослушивании обычного CD формата - звук сабжевого модуля будет чуть привлекательнее.
Если слушается хайрез, предпочтительнее будет все-же "любительский".

Еще есть момент, который я регулярно отмечаю не первый раз. Чем выше класс усилителя, тем лучше играют на нем мои простенькие 990-ты бейеры, заметно приближаясь по звуку к бейровским T1 (rev.2).
В итоге получается, что качество звука куда больше определяется качеством именно наушников. Но не в смысле того, что "они все играют по разному", а скорее в смысле того, насколько высоки их технические характеристики.



П.С. Нужно понимать, что "любительский" - это готовое устройство, а сабж пока что - по сути макет, и как это будет играть на нормальной базовой плате, с реле отключения нагрузки, регулятором громкости, другими цепями питания и т.д. - это пока еще неизвестно.

---------- Сообщение добавлено 13:58 ---------- Предыдущее сообщение было 13:54 ----------

?!

Очень просто. Если сравнить количество типов в SOT89, оно зримо уменьшается последние 5 лет. Не так давно хотел использовать, пришлось откзаться. Это в принципе закономерно. с появлением "температурно продвинутых" sot23, нет смысла ставить громоздкий корпус на не очень больших мощностях. А там где от sot89 требуется побольше тепла, эстафету подхватывают корпуса с термалвыводами под пузом.

То есть закладывать сейчас в конструкцию такой корпус - высок риск через пару лет не найти что туда запаять (ага, как с теми типами, что рекомендовал vladimir sim. Ни мне, ни тем, кто возможно повторит такую схему негде найти подобное, кроме как у друзей или на интернетовских помойках).

[mellowman]

входные транзисторы никто не подбирал, соответственно ток смещения порядка микроампера, напряжение смещения около 5 милливольт. Основной вклад в напряжение смещения - разное коллекторное напряжение на pnp и npn во входной паре, соответственно, один из пары чуть горячее чем другой, вот и набегает пяток милливольт. На данной плате можно подправить или добавив резисторы последовательно с диодами (футпринт есть) или чуть подкорректировав ток смещения диодов. Но поскольку итоговые 20-30 мВ смещения не особо критичны для высокоомных наушников с которыми я и слушаю большую часть времени, я решил пока не заморачиваться.
Разве что подправил до +/- 1 мВ напряжение на выходе первого УН (2.4 кОм параллельно R18, для компенсации чуть разного б-э напряжения (~15 мВ) у примененных pnp и npn).

Вполне в пределах разумного. Но для наушников конечно лучше поменьше, 20мВ это уже сравнимо с муз. сигналом.

То есть закладывать сейчас в конструкцию такой корпус - высок риск через пару лет не найти что туда запаять (ага, как с теми типами, что рекомендовал vladimir sim. Ни мне, ни тем, кто возможно повторит такую схему негде найти подобное, кроме как у друзей или на интернетовских помойках).

Удобная брошюрка по транзисторам: https://assets.nexperia.com/document...guide_2020.pdf

[waso]

Offтопик:
Пощёчина жучиле удалась!!!

[ViktKors]

Вполне в пределах разумного. Но для наушников конечно лучше поменьше, 20мВ это уже сравнимо с муз. сигналом

Да, я попросту подкрутил подстроечник в параллель R18 и тупо убрал эту постоянку. Это, конечно, не балансировка, потому писать про такое не стал.

Удобная брошюрка по транзисторам: https://assets.nexperia.com/document...guide_2020.pdf

Спасибо. Получается, что SOT89 пока держат для аналогового усиления. Мне был бы удобен mosfet в таком корпусе, но там выбор между sot223 и термалпадами.

********
Обещанный пост про подноготную.

Структура от выхода ко входу:

Выходной каскад - усилитель тока. Для типовой нагрузки от 32 Ом при токах на выходе до нескольких десятков мА вполне достаточен самый очевидный кандидат - двухступенчатый эмиттерный повторитель - "диамантовый буфер". Его входное сопротивление на распространенных транзисторах получается порядка мегаОма, он устойчив (уж точно при работе от емкостного источника вроде типичного УН), не требует внешних элементов установки тока покоя, термостабилен и т.д. и т.п. Валидных аргументов против я не нашел.

Раскачиваться выходной каскад должен от УН. Если цель (что естественно для ООСного усилителя с низкими искажениями и глубокой ООС) - широкополосность, то выбор однозначен - каскад с общей базой.
Каскад с ОБ должен откуда-то получить свой сигнальный ток. Раз уж усилитель с общей обратной связью, где-то в схеме должна происходить инверсия фазы сигнала, иными словами, нужен каскад с общим эмиттером. Его сочетание с ОБ называют каскодом и упоминают во всех букварях в контексте высокого усиления и широкой полосы.
Во многих применениях недостатком может быть относительно невысокое входное сопротивление такого каскада, но это решаемый вопрос, каскад с общим коллектором на входе спасет ситуацию.
Т.е. по итогу усилитель напряжения должен иметь структуру ОК+ОЭ+ОБ.

***

В принципе, уже можно делать первые прикидки. Чтоб не мучится режимами по постоянному току (ну и еще можно причин придумать) сделаем схему симметричной:

Смотрим, что дает нам эта схема. Если нагрузка не слишком низкоомна, отношение напряжений на R33/R36 - это коэффициент усиления каскада на НЧ. На ВЧ параллельно R33 работает C6, что вызывает снижение усиления с частотой.
Вообще говоря, такая характеристика - это как раз то, что нужно для охватывания петлей обратной связи. Чем больше петлевого усиления желается на средних/высоких частотах, тем выше по частоте нужно замыкать петлю ООС. Для этого нужно сделать так, чтоб на выбранной частоте (fоос) Ку каскада стал равен единице. Фактически это означает, что модуль импеданса C6 должен стать равен R36. Т.е.
R36 = 1/(6.28 * fоос * C6).
Вопрос только в том, где нужно выбрать fоос. Оно как-бы понятно, что на частоте замыкания ООС фаза должна набегать менее чем на 180°. 90° мы уже имеем от конденсатора C6, еще сколько-то накручивается от того, что транзисторы имеют ограниченное быстродействие.

Исходим из чего-то широкораспространенного, вроде 3904/3906. Поскольку это предварительные каскады, не будем особо загоняться с рабочими токами. На разумных по теплу миллиампере-паре можно ожидать граничной частоты fг в 100-150 МГц. НО, граничная частота - это только параметр, реальные пределы зависят от многих факторов.
Выходной эмиттерный повторитель, естественно, замечательно будет пропускать через себя сигналы и с частотой выше граничной (потому как ничто не мешает входному току течь в нагрузку, при мощном источнике, конечно). Но понятно, что в реальности он будет "подтормаживать" на частотах около граничной. И хотя этот вклад будет меньше, чем от полноценного ФНЧ, несколько таких каскадов, особенно в сочетании с источниками ненулевого сопротивления, вполне себе дадут столько-же, сколько и ФНЧ с частотой fг.

Каскад с ОБ довольно скорострелен, на фоне остального можно считать его скорость достаточной. Остается еще каскад с ОЭ. Причем его тормознутость может быть даже больше, чем можно было бы ожидать глядя на fг. В частности, в каскодной схеме с дополнительным резистором R36 местной ОС в эмиттере Q22 амплитуда переменного напряжения на базе Q22 может оказаться куда больше, чем на переходе база-эмиттер Q22, и чем на эмиттере каскада ОБ Q20. Это означает, что емкость база-коллектор у Q22 будет пропускать через себя куда более значительный ток, чем в "букварной" схеме каскода с заземленным эмиттером Q2. А поскольку этот ток противофазен рабочему току, получаем на ВЧ добавку тока, которая может даже "перехватить" рабочий ток, оставив АЧХ ровной, но походя сделав ПОС из ООС. Можно порассуждать об этом в терминах "задержек" и "неминимальнофазовых эффектов", но суть проста, на ВЧ нужно смотреть на фазу, а не на АЧХ, и предполагать, что от fг будет отъедено чуть больше обычного.

Обобщая все это, можно предполагать, что для такого каскада заворот по фазе начнется на частоте, ну пусть втрое меньше fг, т.е. уже где-то с ~50 МГц.
Делаем практические выводы. На 50 МГц с фазой плохо. Причем мы понимаем, что плохо может быть по разному. В зависимости от температуры, тока и фазы луны, это может быть больше или меньше, но в любом случае, это не тот регион, в котором стоит работать ООС. Конечно, симулятор (да и макет) все стерпит, но имхо, например не стоит выглаживать этот участок АФЧХ под замыкание петли ООС (форсируя усиление на ВЧ, чтоб выгрести 100500 дБ усиления в симуляторе). Т.е. эту частоту нужно "замести под ковер", сделать так, чтоб она проходила по некритичному уровню петлевого, ну скажем, как в букварях, по -10 дБ. Это (а не абстрактное "меньше 180° на частоте замыкания ОС"), и есть нормальное требование надежной устойчивости - запас по фазе не менее 30° на интервале усиления [-10 дБ; +10 дБ].

Ну тогда понятно, что при спаде первым порядком, частота замыкания петли ООС должна быть где-то на 15 МГц.
Считаем: Выходная емкость каскада с ОБ, да входная емкость повторителя составят под десяток пФ, если есть желание отвязаться от их нестабильности и колебаний, стоит выбрать C6 ну на пол-порядок побольше, скажем
C6 = 47 пФ (суммарно с паразитами примем 50 пФ). Тогда по формуле выше, исходя из требования единичного усиления на fоос ~ 15 МГц
R36 = 1/(6.28 * 15МГц * 50 пФ) ~ 210 Ом.

R33 можно бы и вообще не ставить, но чисто формально выберем его побольше, сопоставимо с входным сопротивлением повторителя, например, 1 МОм.

Усиление в петле ООС на 20 кГц составит
1/(6.28*C6*20кГц)/R36 ~ 750 = 57.5 дБ
Не рекорд, явно недостаточно для амбициозно линейного УНЧ, но зато схема устойчива и не очень критична к режимам элементов и их колебаниям. Такая коррекция делает усилитель устойчивым при любой глубине ООС. Т.е. его выход можно соединить со входом. Хоть напрямую, хоть резистором, хоть емкостью небольшого номинала. Полоса после охвата ООС станет равна fоос, т.е. теперь уже на этой частоте фаза "начнет существенно заворачиваться" (будет "полюс").

***

Если соединить выход со входом конденсатором C2, и подключить ко входу управляемый источник тока, получим полный аналог "классического" ООСного УНЧ по структуре диффкаскад + "замиллереный" ОЭ.
Картинка:

Усиление падает с ростом частоты первым порядком. Параметры определяться крутизной управляемого источника тока и емкостью конденсатора С2. Все будет хорошо работать в пределах полосы частот каскада, т.е. 15 МГц. То что в качестве "замиллеренного" ОЭ выступает схема на нескольких транзисторах - это не принципиальный фактор с точки зрения работоспособности, но зато принципиальный с точки зрения элементарности работы и принципов коррекции.
Ситуация полностью повторяет то, что было описано чуть выше. Резисторы R1 здесь задают крутизну преобразования напряжения в ток. Усиление по причине C2 падает первым порядком, сдвиг фазы 90°. На частоте 15 МГц появляется дополнительный сдвиг фазы (определяется свойствами оконечного усилителя в его петле ООС), который хорошо бы расположить по уровню -10 дБ петлевого усиления.
Тогда частота замыкания петли ООС должна быть втрое ниже по частоте - на 5 МГц.
На этой частоте можно было бы сделать усиление единичным, но усилитель должен иметь Ку более единицы, например 2.5 (в инверте), что означает требуемое усиление на этой частоте в 3.5
Конденсатор C2 выберем как и прежде, чтоб он доминировал над паразитными емкостями, скажем 68 пФ. Тогда резисторы R1 должны в сумме быть
R1 = 1/3.5 * 1/(6.28 * 5 МГц * 68 пФ) = 275 Ом.

***

Ну в общем-то почти все.
Осталось охватить схему ООС через делитель. Задумывался Ку ~ -2.5, ставим пару резисторов. Вопрос в их номинале. Сам вход имеет какую-то емкость, прикола ради еще можно добавить конденсатор (чтоб чуть отвязаться от возможных ВЧ наводок), скажем, на 33 пФ (это много, но не критично). Сопротивление делителя ООС с этой емкостью образует RC цепь, постоянная времени которой не должна ни на что влиять в наших условиях. Учитывая, что исходили из того, что фаза слишком плоха с 15 МГц, стоит выбрать эту частоту RC цепочки еще выше, скажем на порядок, 150 МГц.
Считаем сопротивление
Rоос = 1/(6.28 * 150 МГц * 10 пФ) = 100 Ом.
Для выбранного усиления это означает пару резисторов в 150 и 390 Ом. Получается, что входное сопротивление охваченного ООС инвертирующего усилителя будет 150 Ом, что конечно неприемлемо.
Но раз уж такое сопротивление нужно только на очень высоких частотах, на НЧ поставим что-то номиналом побольше, дополнив парой емкостей, как на картинке справа

Правая нижняя схема не отличается от простого делителя с точки зрения ООС, но при таком включении усилитель будет иметь спад с некоторой частоты, которая, в основном и определяет верхний предел для емкости (33 пФ на схеме).
Такой делитель напряжения нередко обзывают "ППК" по причине того, что варьируя его номиналы, можно подправить АФЧХ петлевого усиления (об этом не будем).

***

Итак, можно рисовать схему из заглавного поста. При этом стоит учитывать, что стоимость мелочи вроде 3905/06 практически равна стоимости резисторов и диодов. Т.е. стремиться к нолю. Места это все занимает как один транзистор в ТО-3, так что единственное, что реально стоит принимать во внимание - количество точек пайки, именно оно фактически определяет допустимое разумное количество транзисторов/диодов.

На выходе первого УН (диффкаскадов) в реальности может набежать несколько десятков милливольт, да и параметры у транзисторов не блещут при околонулевом смещении перехода база-коллектор. Опять-же, задача "от противного" диктует требование "сломать" диффкаскад. Поэтому добавим смещение D19 транзистору Q27 и транзистор сдвига уровня Q29. Теперь диффкаскад стал "сломанным". Он конечно не так идеален, построен на транзисторах разной проводимости (в разных режимах) и ужасно искажает сигнал (да еще и вне "большой" петли ООС - все как заказывали ;)).

Второй момент - дополнительный резистор R7 в цепи "миллеровского" конденсатора локальной ОС. Этот конденсатор (как обсуждалось раньше) делает параметры выходного усилителя как у интегратора, с запаздыванием фазы на 90°. Но с той частоты, где тормознутость транзисторов УН становиться заметной (вышепостулированные 50 МГц), крутить фазу конденсатором уже не нужно. Поэтому там начинает доминировать сопротивление резистора, "выключающее" конденсатор C2. Не то, чтоб это было так критично, но все-же это единственный элемент коррекции, который пока не был упомянут.

Добавлены диоды D10 для предотвращения возможных "иголок" от разрыва индуктивной нагрузки;
диоды D8D12, защищающие переходы б-э у транзисторов повторителя Q12Q19y при коротком замыкании в нагрузке;
диоды D4D16, защищающие переходы б-э у транзисторов УН Q11Q20 при возможных перегрузках и переходных режимах;
антиклиповые диоды от второго УН на питания +/-9 Вольт и диоды, которые не давали бы в клипе войти в насыщение транзисторам ВК, тоже были предусмотрены, но выброшены как вредоносные. Прикол оказался в том, что когда плата нагревалась, банальные 4148 начинали заметно "подтекать", фактически лимитируя параметры усилителя. Кстати, насколько я знаю, типичные модели в симуляторах отображают только увеличение обратного тока с ростом температуры, но зачастую пренебрегают повышением нелинейности этого тока с температурой. Можно конечно поставить что-то вроде bav199, но они настолько медленные, что скорее ухудшат, чем улучшат клип.

***

В принципе, в такой схеме фаза в петлях ООС не должна переходить за 180° и антиклипповых диодов достаточно для нормальной работы с заходом в клип. Но.
1. Цепь "ППК" так и просит использовать в петлевом еще одну пару полюс ноль для более глубокой ООС (с заходом фазы за 180°, естественно);
2. на режимах включения/выключения, в случае каких-то аномалий и т.п. не исключены ситуации, когда параметры петлевого еще дополнительно "уйдут". Типичный пример - возбуждение при выключении. В нормальном случае конечно есть системы, вроде отключения нагрузки, которые не дадут этому проявиться наглядно, но, конечно никто не мешает придушить подобное в корне.
Мысль проста: в критических режимах на всякий случай еще снижаем усиление + расширяем полосу. Антиклиповые диоды в транзисторном УН - это очень удобная возможность, конечно ею нужно воспользоваться. Но нужно понимать, что когда у усилителя усиления как у дурака махорки, даже после диодов его еще может остаться достаточно для возбуда, а до 90° выпрямления фазы, которые могут обеспечить такие диоды, далеко не всегда достаточно.
Плохая идея - это попробовать впендюрить еще парочку таких диодов во второй УН. Работает это обычно хреново, поскольку рабочая амплитуда в предварительных каскадах УН - милливольты, и диодов с таким низком пороговым просто нет (зато у диодов бывает утечки и нелинейности). А когда диоды откроются, клип уже успеет испортится. Ну или нужно эти диоды подвести под границу открывания, что нонсенс в высокоОмной точке УН (опять-таки, примеры просера петлевого усиления были. В типа "суперлинейном" усилителе дурной клип становился хорошим не от "антиклиппа", а от снижения петлевого, что отчасти и определяло позорные для "супер-пупер" -90 - -110 дБ искажений).
Решение простейшее - снимать сигнал клипа с низкоомной точки и по этому сигналу снижать усиление (и отворачивать фазу на дополнительные 90°) в остальных каскадах УН.
Собственно, именно это и нарисовано на схеме в сабже - Q9Q23 определяют сигнал клипа, а ключи Q6Q26 открываются и сбрасывают усиление и отворачивают фазу.
На самом деле конечно там много взаимосвязей (вроде того, что глубина местной ОС в ВК через C2 падает, или вроде активации локальных петель ОС через полевики), но всем этим можно не сильно заморачиваться, проще подогнать под реальность.

***

Из схемных мелочей - отслеживается, чтоб маломощные потребители потребляли от источников стабильный ток. За счет этого достаточно мелкой керамики для блокировок питания, и при мало-мальски приличном питании становится плевать на ослабление проникновения по шинам питания. ВК питается отдельно (на макетке через простейший параллельный стаб), чтоб избежать ненужного нагрева, ну и чтоб отделить колебания тока в нем от питания предварительных каскадов.

Отдельная подстройка нуля на выходе не предусмотрена. В готовом устройстве лучше всего было бы поставить интегратор (контакт для ввода сигнала от него предусмотрен на плате). Его не сложно сделать хорошо для инвертирующего усилителя при требуемых пределах подстройки в пару-несколько десятков милливольт.


***
Настройка свелась к
1. подбору резисторов R5R47. Их номинал определяет ток через диоды смещения и, соответственно, через входные транзисторы (примерно 0.6 мА).
2. установке резистора параллельно R18 (для подстройки напряжения на первом УН).
Надо сказать, что за счет конструктива (общие внутренние земляные полигоны при препреге ~0.15 мм) температурный режим во многом изменяется синхронно для всей платы, что определяет приемлемую стабильность.

***
Приятной особенностью данной многопетлевой топологии является то, что петли ООС оказываются в определенной степени взаимонезависимы. Т.е. набирать петлевое усиление можно в каждой петле по отдельность, следя только за тем, чтоб не изменить частоту замыкания петли.
Соответственно, в выходную петлю можно добавить индуктивность, добавляя усиления на НЧ (я ставил экранированные СМД индуктивности располагая их противофазно), а в медленную "общую петлю" легко накинуть усиления уменьшив резисторы в эмиттерах входного диффкаскада (до минимально возможного с точки зрения температурной стабильности - ~ r_э_дифф) и подкорректировав избыточное усиление изменением номиналов "ППК".

Собственно, коррекция не настраивалась вовсе, и просто напрямую перенесена с "карандашного" расчета.

Как говорится, хороша ложка к обеду, но и так тоже неплохо вышло.

[Ломатель]

ViktKors, низкий поклон.

[-UST-]

Конденсатор C2 выберем как и прежде, чтоб он доминировал над паразитными емкостями, скажем 68 пФ.

Может быть, крутизну подрезать, а емкость снизить? Каких паразитов боитесь и как они повлияют, если уменьшить эту емкость на порядок, например, можно подробнее?
Спасибо!

[jett]

ViktKors, низкий поклон.

Присоединяюсь. Познавательно, спасибо!

[pyos]

И я присоединюсь! Очень классно и понятно!

[ViktKors]

Ломатель, jett, pyos, Спасибо большое всем!

Может быть, крутизну подрезать, а емкость снизить? Каких паразитов боитесь и как они повлияют, если уменьшить эту емкость на порядок, например

Ну на порядок - это едва-ли, это разве что в симуляторе даст хороший результат, но раза в два, наверное, можно.
Паразитов там набегает не так уж мало.
1.3904/06 работают при напряжении база-коллектор "только" ~1.3 вольта, т.е. их выходная емкость будет совсем не пренебрежимо мала (емнип увеличение емкости симуляторы еще показывают),
2. а выходная проводимость (которая на напряжениях чуть больше нормально описывается концептом напряжения Эрли) будет уже не особо мала (фактически нелинейный r_к_дифф будет шунтировать сильнее, чем предполагает симулятор, который обычно считает, что выходная характеристика - прямая линия вплоть до сваливания в насыщение).
3. Есть еще емкость запертых полевиков, тоже несколько пФ.
4. Плата на смд, расстояние между падами мало, пузо прилегает к плате, так что вымыть весь флюс не всегда удается (реально можно отмыть только в УЗ ванне, но и то, иногда через пару лет вода таки находит остатки флюса и делает коварное дело). Такие утечки - еще один источник паразитов. Нередко они проявляются спустя год-пару, и приходится делать на них скидку.

Итого, имеем пяток пФ емкости и токовые утечки. ОК, про флюс будем недеяться на УЗ, а вот емкость (с нелинейностью) я решил перекрыть на порядок.
68 пФ - немного перебор, я планировал шунтировать выход УН не 33 пФ (C17), а 10 пФ, но в момент сборки с огорчением заметил, что вся подобная керамика вышла. Вот и пересчитал на вдвое больший рабочий ток. Потому и резисторы в эмиттерах по 47 Ом, хотя прикидка по стабильность (1/r_э_дифф) дает скорее 100 Ом, которые и были задуманы изначально.

Но вообще говоря, это все нужно слушать. Например мне больше понравился вариант с током покоя входных транзисторов в 4 мА (при запуске, так было до настройки тока через диоды опорного напряжения). При том, что искажений в том варианте получалось на порядок больше, да и по шуму слишком далеко от оптимума.

Вообще говоря, симулятор в подобных вещах часто уводит в сторону. Уже упоминал прикол с антиклипповыми диодами. Изначально они стояли с выхода основного УН на шины питания ВК. И еще относительно приемлемые при включении, искажения взлетали до убогих -130 дБ при прогреве платы буквально до 40°.
Т.е. имеем ООС порядка 130 дБ и почти такие-же искажения. Т.е. до охвата ООС УН+ВК давал 100% искажений. Какие уж тут тройки/Баскандаллы/симуляторы, тут позор. Причем симуляторы с их убогими моделями емнип вполне показывают возрастание токов утечек диодов с напряжением и температурой, но вот эту самую нелинейность моделируют весьма условно, уж 100% искажений ни один симулятор там не покажет

Так что для нормальной работы антиклипповые диоды пришлось выкинуть, благо схема отлично работает и без них Но иллюстрация тщеты симуляторов и практической несостоятельности "моделяторов" вышла отличная.
Именно поэтому я ориентируюсь не на симулятор, а на датащиты. Вот самонадеянно поленился глянуть на реально измеренные параметры 4148 в датащите (да и с чего бы, казалось бы, какая может быть засада в антиклипповых диодах при питании +/- 9 вольт), и потерял пару часов при запуске.