резонансный стабилизированнй блок питания на IR2520ds

[АККИМ]

Предложу Вашему вниманию резонансный стабилизированнй

блок питания на IR2520ds
Осталось у меня штук 20 от ушедших в историю люминисцентных
балластов
Удивился столько она может а используют IR2153
Данная схема не LLC а LCC
Что получилось ---- работает в диапазоне 180-240 сетевого напряжения
Кпд 93-96%
; Выходное напряжение- 25.2 вольта ;Ток- 2.15ампера
После диодов двухполярный выпрямленный синус как и у трансформаторных
блоков питания
: пульсации при полной нагрузке 17 мв пик-пик
отсутствие ВЧ выбросов практически вообще
;абсолютно не боиться КЗ в нагрузке режим топологии сварочников
Время реакции на изменение нагрузки с полной до 25% с частотой 20 герц
2.5-3 милисекунды
Разница выходного напряжения при этом менее 150 миливольт
;транзисторы на дюймовом полигоне платы имеют перегрев 5-6 градусов
градусов ;дроccель и трансформатор 10 и 15 градусов
соответственно диоды Шоттки без радиаторов 22 градуса
из за не совсем правильной компановки некоторые элементы греют друг друга
Непрерывно гонял его на полную нагрузку 5 часов
С НЕБОЛЬШИМИ изменениями можно увеличить мощность ватт до 75
Большую мощность можно получить с другими транзисторами и умощнив выход
IR2520ds


Все подробные расчеты в файлах Matcad

[zoog]

выходное сопротивление соответственно около 0.05ома

При просадке выхода на вольт, скажем, 5, ток скачет до 100А?)

[АККИМ]

При просадке выхода на вольт, скажем, 5, ток скачет до 100А?)

внимательно читайте при холостом ходе ток 15 ма дальше резкая нагрузка до максимального тока 2.15 ампер напряжение на выходе изменяеться с 25.6 вольт
до 25.5 вольт примерно время реакции 2.5 милисекунды т е спокойно отслеживает все выбросы длительностью более 3 милисекунд более короткие выбросы
не отслеживал т.е динамическое выходное сопротивление для относительно высокочастотных выбросов не отслеживал( менее 2-х милисекунд)
т е дельта U=0.12v делить на дельта I =2.135am

[poddel]

спокойно отслеживает все выбросы длительностью более 3 милисекунд более короткие выбросы
не отслеживал т.е динамическое выходное сопротивление для относительно высокочастотных выбросов не отслеживал( менее 2-х милисекунд)

Когда соберу в "железе" рассчитываемый преобразователь, этот "момент" попробуем отследить.

[АККИМ]

О бедном мосфете замолвите слово!

Выбор транзистора и расчет его потерь часть четвертая

Мощность растет пропорционально току а потери пропорционально
квадрату тока. Чтоб сохранить потери проводимости при увеличении
мощности в 2.5 раз необходимо взять транзистор с сопротивлением
канала в 6.25 раза меньше т .е в моем случае чуть больше 0.1 ома
К сожалению даже современные COOL MOSы имеют достаточно
большую емкость для нашего IR2520ds
Поэтому альтернативы IPD60R360P7 для нашего блока на 120 ватт
вобщем то и нет

пользуемся файлом Перегрев транзистора в резонанснике

Выписываем для транзистора ;Qg ;Qgd ;Qgs ;Vplato;V=10в
На основе этого вычисляем входную эквивалентную емкость
Ceqv=1.25 нанофарад

Зная мертвое время и время разряда вычисляем время проводимости внутреннего диода=240 наносекунд

Из предыдущих вычислений берем ILmax;
Вычисляем величину среднего и среднеквадратичного тока через внутренний диод
По графику из даташита определим дифф сопротивление диода= 0.067ом и прямое падение напряжения на нем=0.9в
Вычисляем мощность на внутреннем диоде=1миливатт

Зная напряжение драйвера=15в и ток выключения= 230ма вычисляем внутреннее сопротивление драйвера
Суммируя к нему внешнее сопротивление=10ом и внутр сопр транзистора=6.2 ом получаем общее сопротивление
Выписываем из даташита Vth=3в
Вычисляем время выключения транзистора=164 наносекунды

Из предыдущих вычислений берем Ioff и Сразр
Вычисляем мощность потерь выключения транзистора =29миливатт

Имеем Rds=0.305 ом
Вычисляем время включенного состояния транзистора=8 микросекунд
Вычисляем величину среднеквадратичного тока через транзистор=1.127ампер
Вычисляем мощность потерь проводимости транзистора =387миливатт
Суммируя все потери получаем=417миливатт

Помещаем транзистор на пятачок 2.54 см на 2.54 см с Rth=26.3
Получаем перегрев относительно окр среды около 11 градусов

Если Помещаем транзистор на пятачок 1.5 см на 1.5 см
Получаем перегрев относительно окр среды около 20 градусов

На этом все- продолжение следует
Когда закончу приведу все файлы в порядок (а то обозначения величин разнятся в написании)
Выложу исправленные с этими расчетами

[Alex]

Зная мертвое время и время разряда вычисляем время проводимости внутреннего диода=240 наносекунд

Еще бы dV/dt не помешало бы, от его превышения много неприятных сюрприхзов происходит. Особенно (если оно "на грани" - спонтанных, т.е. типа неделю-две (а то и больше) работает, а потом "внезапно" кирдык.

[АККИМ]

При просадке выхода на вольт, скажем, 5, ток скачет до 100А?)

как нас учит АУДИОКИЛЛЕР на своем сайте средний уровень классической музыки отличаеться
в среднем от максимальной на 14 децибел по уровню громкости вот фото изменение нагрузки от 16.6% до 100%
видно что реакция времени срабатывания на легкую нагрузку около 1.5 милисекунд а при переходе на полную чуть более 2.5 милисекунд разница в установившихся значениях около 150 милливольт
позже раскажу как возился с настройкой петли обратной связи

частота комутации специально выбиралась равной нижней границе звукового диапазона

---------- Сообщение добавлено 11:36 ---------- Предыдущее сообщение было 11:35 ----------

Еще бы dV/dt не помешало бы, от его превышения много неприятных сюрприхзов происходит. Особенно (если оно "на грани" - спонтанных, т.е. типа неделю-две (а то и больше) работает, а потом "внезапно" кирдык.

Даже как то неудобно сравнивать
современные транзисторы конкретно IPD60R360P7
Имеют dV/dt до 50киловольт в микросекунду
у меня фронты 340 вольт за 1.5-1.6 микросекунд
Т.е у меня dV/dt 225вольт в микросекунду в 200 раз медленнее

[poddel]

На этом все- продолжение следует
Когда закончу приведу все файлы в порядок (а то обозначения величин разнятся в написании)
Выложу исправленные с этими расчетами

Хорошо. Расчет прозрачный и "без грубостей" в допусках. Признателен.

[zoog]

внимательно читайте

Да, я привёл некорректный пример, на самом деле вопрос в другом: при токе 10А (40В/8Ом и х2) напряжение не проседает?
IRF740 имеет в 1,5 раза больше сопротивление (не критично) и почти в 3 раза больше Qg при абсолютном преимуществе в доступности и 4хкратном в цене. Можно ли Qg компенсировать копеечными повторителями? Кстати, я недавно тоже Vgsth использовал в расчёте, меня поправили, - напряжение плато немного больше, на уровне рабочего тока смотрится.

[АККИМ]

Да, я привёл некорректный пример, на самом деле вопрос в другом: при токе 10А (40В/8Ом и х2) напряжение не проседает?
IRF740 имеет в 1,5 раза больше сопротивление (не критично) и почти в 3 раза больше Qg при абсолютном преимуществе в доступности и 4хкратном в цене. Можно ли Qg компенсировать копеечными повторителями? Кстати, я недавно тоже Vgsth использовал в расчёте, меня поправили, - напряжение плато немного больше, на уровне рабочего тока смотрится.

ПОСМОТРЕЛ цены IRF740-(22-40) руб может не все- IPD60R360P7 в дельте электронике 53 рубля с НДС
По мне что 22р что 53р цены одного порядка я лучше IPD60R360P7 куплю- с драйверами заморачиваться лениво
не то что не возможно- лишняя разводка на плате лишняя пайка
Возможно- на 2n4401 -2n4403 -уверен на 99% что получиться даже -особо не мудря с питанием драйвера
Плато миллера от тока зависит- но не очень сильно

Но при рабочих токах в 1 ампер

мы используем 10 амперные транзисторы
так что тут не точность вычисления Сeqv
не большая а вот с Vth похуже
поэтому время выключения может отличаться до25%

у меня на моем просадка 200 миливольт от максимума до минимума при токе от 0 до 2 .2 ампер
блок на 55 ватт
на 10 ампер нужно 250 ваттный

[poddel]

ПОСМОТРЕЛ IRF740 IPD60R360P7 я лучше IPD60R360P7 куплю

В этом сегменте с Infenion-ом не сталкивался. IRF740 - хороший транзистор. Вот по уровню 47N65 Infenion-новские послабее будут IRF-овских. По опыту ремонта-эксплуатации трехфазных ИБП типа APC SUVT10_40K и Chloride NX30_40K.

[Alex]

современные транзисторы конкретно IPD60R360P7
Имеют dV/dt до 50киловольт в микросекунду

Да, это хороший транзистор, но убедится не мешает.

[АККИМ]

Да, это хороший транзистор, но убедится не мешает.

пожалуйста- для убеждения


Для чего нужна некоторая избыточность входной емкости блока питания

при расчете емкости в некоторых программах например PI Expert Suite
LLC на 120 ватт дает емкость 83микрофарады-при этом допускаеться ее за разряд
за время (hold up time)=17 милисекунд до 70%
при эксплуатации с сабвуферами особенно кино-взрывы обвалы и тд
уровень НЧ -ниже 50 гц- (на которые и рассчитывался конденсатор) довольно велик
поэтому наш 220 мкф (hold up time)=47 милисекунд до 90%
более чем необходим я бы на 150 ватт и 330 мкф подумал

[zoog]

АККИМ, я не сомневаюсь, что Вам удобнее ставить продвинутые транзисторы - но другим людям кулмоссы м.б. доступны только под заказ и возможность использования простых приборов критична.
Плато Миллера на рабочем токе будет выше на вольт, а это 33% разница. Если с повтоителями, на которых падает 0,7..1В - то до 50%.
По мощности - я думал, у Вас 120Вт БП для 100Вт х2 усилителя (в таком ток будет 10А), я ошибся?

[poddel]

конкретно IPD60R360P7

убедительно. возьмем этот транзистор в "оборот".

[АККИМ]

убедительно. возьмем этот транзистор в "оборот".

расчет дросселя на кольце с зазором.pdf

Пользуемся файлом ВЛОЖЕНИЯ СВЕРХУ
Итак часть пятая расчет резонансного дросселя на кольце с зазорами
Воспользовавшись статьей ссылка ниже
В МАТКАДЕ аппроксимируем функцию изображенную на рисунке 2
Она показывает каким будет реальный зазор в зависимости от параметров кольца
и технического зазора померенного штангенциркулем
Известно что для небольших зазоров 0.5мм и меньше
Технический зазор практически равен эффективному
Но при больших зазорах например 3 мм эффективый
может быть например равен 1.3мм

http://radio-hobby.org/modules/news/...p?storyid=1113

на основе аппроксимации получаем формулу с коэффициентами
заносим данные ;сечение кольца- Score кВ мм; количество колец-n
максимальный ток -ILmax ;индукцию-B
геометрические размеры кольав миллиметрах ;максимальную частоту-f
и размер технического зазора- дельта- например 3мм
в результате вычислений эффективный зазор=1.28мм
варьируя величиной ИНДУКЦИИ добиваемся нужной нам индуктивности в микрогенри
там же вычисляеться количество витков
теперь мы берем данное кольцо; разрезаем его, вставляем с каждой стороны прокладки по 1.5мм
и наматываем 85-86 витков

на основе кривой потерь от индукции на частоте 50кгц из

https://en.tdk.eu/tdk-en/180492/desi...tools/ferrites

для феррита N95 строим аппроксимацию и получаем формулу
вычисляем удельные потери для нашего случая-127миливатт на кубический сантиметр
далее высчитывается площадь охлаждающей поверхности кольца=Sring
для горизонтального расположения ;при вертикальном диаметры надо делить на 2 а не на 4
В результате получаем температуру перегрева сердечника=15.87 градуса

Далее получаем диаметр провда при полном заполнении кльца в один слой
И длину этого провода на все 86 витков

Подставляем количество проводов в скрутке 7 или 19 (полное заполнение)
Подставляем диаметр одиночного провода
Количеством проводов можно поварьировать но лучше 1 или 7 или 19
Диаметром провода -тоже для одного –любой; для скрутки из 7 или 19 от 0.2 мм до 0.3мм
Получаем количество слоев –эмпирически корень квадратный из количества проводов в жиле
s-поправочный коэфициент учитывающий количество слоев уже скрученных жил

в результате получаем сопротивление провода постоянному току оно не интерсно
и переменному току Rac=0.276ом
подставляя из предыдущих вычиследний величину среднеквадр тока транзистора
получаем среднекв ток дросселя=1.594 а

далее вачисляеться мощность потерь и перегрев провода
далее вычисляется средняя температура трансформатора
из уравнения теплового баланса

средний перегрев дросселя 16 градусов
но это именно средний
у меня снаружи кольца было на 3-4 град холоднее
внутри град на 5 выше

основные вопросы мы выяснили далее учет эффекта близости в трансформаторе; о петле обратной связи

[Alex]

пожалуйста- для убеждения

Здесь ничгео не видно, нужно на гораздо более быстрой развертке это смотреть, и только задний фронт = на переднем оно не существенно.

[thickman]

Ваш подход, безусловно, заслуживает внимания для самодельщиков. Однако, у публики может сложиться впечатление, что неизменный ток в ключах – это исключительная особенность LCC топологии.
В LLC с таким режимом тоже нет никаких проблем, но коммутация в диодах выпрямителя более выгодная, с точки зрения помех. И токи в трансформаторе ближе к синусоидальному, значит потери на вихревые токи меньше, особенно с учётом эффекта близости:

[АККИМ]

АККИМ, я не сомневаюсь, что Вам удобнее ставить продвинутые транзисторы - но другим людям кулмоссы м.б. доступны только под заказ и возможность использования простых приборов критична.
Плато Миллера на рабочем токе будет выше на вольт, а это 33% разница. Если с повтоителями, на которых падает 0,7..1В - то до 50%.
По мощности - я думал, у Вас 120Вт БП для 100Вт х2 усилителя (в таком ток будет 10А), я ошибся?

Я ПРИВЫК НЕ БЫТЬ ГОЛОСЛОВНЫМ А ПРИВОЖУ РАСЧЕТЫ НИКАКИМИ 33% ТАМ И БЛИЗО НЕ ПАХНЕТ

ПЛАТО МЮЛЛЕРА.pdf


Вообще этот блок я считаю для примера 120 ватт это 40 вольт и 3 ампера(двуполярный) и никакими 10 амперами там и не пахнет

Если я буду запитывать 2 усилителя по 100 ватт музыкалной мощности то буду делать 200ватт блок питания
Ну а если вы подразумеваете 100 ватт синуса то надо 400 ватт блок питания на 2 канала

Все таки из за характера музыкального сигнала надо делать 200 ватт
Старое понятие измерения по синусу тут не очень верное

Свой блок я собирал для переносного комбика для синтезатора

Два усилителя с максимальной музыкальной мощностью (не среднеквадратичной)

30 ватт на канал итого



испытывал на 55 ватт не нашлось у меня номинала нагрузки на 60 ватт
Но думаю будет обеспечивать и 60 ватт
НА НАШЕМ РАДИОРЫНКЕ ЦЕНА НА IRF740 сравнима с ценой в дельта электронике на кулммосы!



---------- Сообщение добавлено 11:39 ---------- Предыдущее сообщение было 11:35 ----------

Здесь ничгео не видно, нужно на гораздо более быстрой развертке это смотреть, и только задний фронт = на переднем оно не существенно.

1.4 микросекунды

[thickman]

Как пример.
Мы на нашем предприятии делаем источники для гальваники, где ради экономии радиаторы выходных диодов греем под 90гр. Предельные режимы полупроводников не превышаем, где-то через год-полтора начинают возвращаться в ремонт около 2%.

Вот по этой причине сейчас у меня в разработке многопостовой источник тока в цех гальваники для своего предприятия Прошу прощения за оффтоп, но малые динамические потери – это не привилегия резонансников, как может показаться читателям этой темы.
На картинке МУ-топология в общем виде, из которой видно, что практически полное отсутствие динамических потерь в ключах довольно просто получить без привлечения резонансных топологий, причем во всём диапазоне нагрузок. И с раздельной поканальной стабилизацией, что может быть важным для ухобойных применений.

[Alex]

1.4 микросекунды

Ну вот еще раз в 20-40 быстрее, и может будет видно.