Усилитель с ООС по искажениям

[deemon]

Интересно , кто-нибудь пробовал экспериментировать с такой топологией УНЧ ? Схема взята отсюда , исключены только цепи защиты : https://forum.vegalab.ru/showthread....B5%D1%82%D0%B8 , я её делал для регенератора сети , отсюда и такой мощный выход .... но потом , ради опыта , попробовал этот усилитель и для музыки . Результат оказался на удивление приличным и заслуживающим дальнейшей разработки , но сейчас , из-за нехватки времени , я эту тему пока отложил . Сейчас мне интересно чисто теоретически подумать - насколько такая схема перспективна для высоколинейного УНЧ ? Что скажут любители схемотехники ?

Принцип действия ( УНЧ без УН ) , как я думаю , дополнительно описывать не надо - я про это писал в той теме про регенератор , да притом тут и из схемы всё видно . Можно только сказать , что выходной каскад тут является "вывернутым" вариантом моего параллельного каскада с параллельным смещением Параллельное плавающее смещение здесь выполняет всё те же функции , что и в том усилителе , кроме только улучшения использованния питания - тут ВК и сам по себе работает до полного размаха питающих напряжений , так как выходные транзисторы тут работают не с ОК , а с ОЭ , но вот жёсткая связь выходных транзисторов и тут помогает улучшить параметры каскада , и особенно на ВЧ .

Симметричные пути заряда и разряда паразитных ёмкостей выходных транзисторов значительно уменьшают искажения ВК на высоких частотах , и кроме того , даже при жёстком возбуждении всего усилителя тут нет опасности выгорания транзисторов из-за сквозного тока - просто потому , что пока не закроется одно плечо выхода , другое открыться не может . И действительно - практика это подтверждает . Хотя сам усилитель получился достаточно устойчивым и не возбуждается даже на сложных нагрузках - при принудительном его возбуждении ( до полного размаха , с жёстким клиппингом ) не было зафиксировано ни одного отказа выходных транзисторов . Схема получилась "неубиваемая" , что и было одной из целей при разработке . Так что с надёжностью тут проблем нет .

Но сейчас меня сейчас больше интересует - до какого уровня можно снижать искажения в такой топологии УНЧ ? Я точных измерений не проводил пока , но ожидаемый уровень искажений в звуковом диапазоне тут должен быть порядка 0,01% , и я сейчас размышляю на тему - какие меры тут можно ещё принять для его дальнейшего снижения ? Насколько эта схема вообще перспективна в этом смысле ? Я сам хотя и не поклонник "ультралинейного" усиления , и сам слушаю без-ООСный гибрид , но в данном случае тут теоретический интерес .... просто с точки зрения схемотехники , скажем так . Например , можно подумать насчёт увеличения глубины ООС за счёт усложнения цепей коррекции и установки более совершенных ОУ , также у меня есть идея насчёт введения ещё одного селектора искажений и подачи этих искажений уже не в ВК , а прямо на выход в противофазе , и есть несколько мыслей , как это можно сделать .... кроме того , если схема покажет себя хорошо в работе - можно подумать и насчёт её упрощения . Разумеется , с сохранением качества и надёжности . Но , в принципе , и в таком виде звук получается уже неплохой . Я ожидал какой-то сухой "стерильности" звучания , но нет - напротив , звук оказался довольно "живой" и приятный . Возможно , тут сказывается отсутствие резких коммутационных искажений на ВЧ в выходном каскаде , благодаря всё той же "параллельности" и плавающему смещению , может быть и так .

[deemon]

Дело не в построении входного каскада ОУ (это может быть и единственный транзистор с подачей сигнала в базу и эмиттер), а в том, чтобы входной каскад обеспечивал без ООС как можно более постоянную разницу потенциалов между входами + и - , только тогда работа ООС будет правильной (поэтому входной каскад это всегда сравнительно маломощные схемы), а у вас эта разница будет сильно зависеть как от температуры, так и от сигнала.

А с чего бы это вдруг ? Схема-то полностью симметричная , а значит - в идеале выход не должен дрейфовать от температуры . К тому же 0 у меня жёстко привязан к земле . Посмотрите схемы ОУ с ТОС , а потом можем спорить дальше ..... вообще , какой смысл в этих подробностях - ОУ , не ОУ - важно здесь то , что инвертирующий усилитель с усилением около 200 охвачен параллельной ООС , в этом всё дело . Согласно теории ООС , у такого усилителя входное сопротивление резко уменьшится , пропорционально действию ООС , так же как оно уменьшается у ОУ в аналогичных условиях , ну так о чём тут дебаты разводить ? Ну назовём мы его не ОУ , а МУ - Мощный Усилитель , и что ? Принцип-то не изменится

---------- Добавлено в 16:22 ---------- Предыдущее сообщение в 16:21 ----------

Интересно будет узнать результаты. Поделитесь?

Конечно , я в этой теме и напишу ...

[misha88]

А с чего бы это вдруг ? Схема-то полностью симметричная , а значит - в идеале выход не должен дрейфовать от температуры . К тому же 0 у меня жёстко привязан к земле . Посмотрите схемы ОУ с ТОС , а потом можем спорить дальше

Как раз входные каскады ОУ с ТОС обеспечивают постоянную разницу потенциалов между входами + и -, как за счёт температурной компенсации (входным буфером противоположной проводимости), так и практически постоянными токами, в вашей же схеме суммы напряжений Q2-D5-Q5-Q7-9-резисторы 0.1 Ом и Q3-D6-Q6-Q10-12-резисторы 0.1 Ом не термокомпенсированны и зависят от сигнала как из-за разных изменений токов транзисторов при усилении, так и из-за наличия резисторов 0.1 Ом (падения напряжения на которых зависят от тока нагрузки, а значит от сигнала).

[ViktKors]

Появилось немного времени и я, как и собирался, наконец посмотрел на схему внимательнее

Ну по поводу концепции, тут верятно выделяются три принципальных для автора момента:

1. Дополнительная петля обратной связи через селектор искажений. Тут все понятно-однозначно: работает если обеспечить устойчивость. Работает хорошо, просчитывается элеметарно. Схема эквивалентена углублению основной ООС на соответствующую величину, но ОУ работает с гораздо меньшим сигналом и в более легком режиме, прелестей типа термоскажений ОУ сам фактически не имеет и охотно давит. Говорить, собственно не о чем, кто хочет разобраться - см., например, усилитель Nickа - далеко ходить не надо.

2. Структура усилителя. Ошибок я не вижу, все выглядит работоспособным, то есть как база вполне может быть принята.

3. Выходной каскад с ОЭ. Автор хочет его применить, поэтому целесообразность обсуждать глупо, это одна из изюминок схемы. Преимущество - раскачка до любых напряжений. Недостатки: а) большое выходное сопротивление; большая (миллеровская и нелинейная) входная емкость;
Соответственно, на а) требуется общая ООС, на б) раскачка выходников от источника напряжения, что и реализовано в данной схеме.

Давайте посмотрим на нее поподробнее. Начнем с конца.

Выходное напряжение (Ку) ОЭ каскада опеделяется сопротивлением нагрузки. Тут отмечалось, что выходной трансформатор требует экранирующей обмотки, да плюс еще емкость проводов, да монтажа, да нагрузки - все это величины которые предугадать невозможно, но влияние они оказывают. Сам собой просится выходной фильтр, отрезающий нагрузку по ВЧ и, возможно, конденсатор или Цобель между фильтром и выходом, шунтирующий выход, чтоб стабилизировать режим и Ку на ВЧ.

Выходной ток на 8 Ом и 100 Вт составит ~1.2 А через выходной транзистор. Его Rk diff при этом, как следует из датащитов на 2SC5200/2SA1943, весьма велико, минимум сотни Ом, и (точнее не видно), таким образом, выходное сопротивление усилителя всецело зависит от ООС.

Коэффициент усиления каскада с ОЭ управляющегося от источника напряжения (а эта схема именно этот случай, раскачка с Rвых менее 1 Ом), определяется отношение сопротивлений в цепи коллектора и эмиттера.
Коллектороное сопротивление - сопротивление нагрузки (на ВЧ оно непонятно/индуктивно/резонансно, лучше, как отмечалось, задать кондесатором или Цобелем). Эммитерное - rэ diff + Rэ. Поскольку rэ diff нелинейно - без Rэ не обойтись, именно Rэ и задает Ку на больших токах.
Итак, Ку на НЧ данной схемы на малом сигнале, когда транзисторы работают в параллель и когда их rэ diff значителен

~ 8Ом/(Rэ + rэ diff)/6 = 8Ом/(0.1Ом + 0.25Ом)/6 = 137.

Ку на НЧ на большом сигнале, когда работает только одно плечо и когда rэ diff значительно меньше Rэ:

~ 8Ом/(Rэ/3) = 8Ом/(0.1Ом/3) = 240.

Теперь рассмотрим ВЧ ответственные за замыкание ОС. Входная емкость выходного каскада
Свых ~ 6*(Скб*Ку_вч+Скэ) = 6*(200пФ*240+20000пФ)= 0.4 мкФ,
если Ку_вч = Ку, и Скэ = 20000пФ (грубая оценка)

Сопротивление, которое ее заряжает/разряжает
R = (Rвх/Бета1+rэ1_diff/2)/Бета2+rэ2_diff/2
где Rвх - сопротивление входных цепуй усилитвля 3k3 II 2k7 II 33k;
Бета1 и Бета1 коэф усиления по току первого и второго каскадов;
rэ1_diff и rэ2_diff дифференциальные сопротивления эммитеров первого и второго каскадов
Грубо говоря,
R ~ 0.2 Ом + rэ2_diff/2.

То есть имеет смысл снижать rэ2_diff увеличивая ток предвыхода. Для тока предвыхода 25 мА
R ~ 0.7 Ом

Соответственно частота первого полюса усилителя
f = 1/(2*Пи*R*Cвых) ~ 560 кГц.
А частота замыкания ОС - в Ку_вч раз больше fг ~ 135 МГц - это явно слишком много, а значит Ку_вч должно быть заметно меньше чем Ку.

Тут есть как минимум три варианта: а) Уменьшить Ку_вч уменьшением сопротивления Цобеля по ВЧ, скажем до 1 Ом; б)Увеличить миллеровскую емкость дополнительным конденсатором (тем самым минимизировать вклад ее нелинейности); в) Увеличить дополнительным резистором сопротивление раскачки R (тем самым минимизировать вклад нелинейности rэ2_diff); или г) ввести еще один частотнозависимый каскад - этот вариант я не рассматриваю.

Думаю, что комбинация этих мер была бы разумна. Кстати, тогда никто не мешает поставить в эммитерные цепи предвыхода небольшие резисторы, стабилизирующие тепловыой режим, как видно, на частотных свойствах это не отразится.

Выходной каскад тогда принимает вид:

[deemon]

ViktKors, спасибо за полезные комментарии . В принципе , я тоже думаю , что самое "узкое" место этого усилителя - это точки соединения эмиттеров предвыхода с базами выходников . Тут возможны разные нюансы , так как со стороны эмиттеров у нас кроме активной есть ещё индуктивная составляющая , а со стороны баз - Миллеровские ёмкости выходников , притом с нелинейной составляющей . Измерения АЧХ ВК без ООС показали результаты , похожие на Ваши расчёты - усиление около 200 , частота среза была около 300 кгц ( видимо , ток предвыхода был меньше , чем у Вас ) , и , что любопытно - перед самым срезом наблюдался небольшой "горб" , очевидно , из-за той самой индуктивной составляющей . Чтобы заставить ВК вести себя прилично при включении местной ООС я ввёл RC коррекцию R14 , C2 на вход каскада , после чего проблем не наблюдалось . С ООС тоже проблем не было - я ввёл простейшую коррекцию на ОУ DA2.1 , после чего усилитель уже нормально работал и его параметры меня удовлетворили . Но , при изготовлении следующего макета я уже подумаю о дальнейшей оптимизации . Я вот думаю , а не ввести ли кроме небольшого резистора в цепь баз выходников , ещё и Цобеля от баз выходников на землю ? Возможно , это как раз и поможет устранить тот самый "горб" на АЧХ , задемпфировав паразитный резонанс . Добротность его и так мала , а Цобель должен его совсем прибить

Ставить отдельные резисторы в каждую базу выходных транзисторов - возможно и излишество , сейчас схема стабильна и вовсе без них .... скорее всего хватит двух - с эмиттера предвыхода на 3 базы этого плеча . А вот насчёт дополнительной термостабилизации - я не уверен , есть ли смысл . С этим проблем не было с самого начала . Насчёт увеличения Миллера добавлением ёмкостей - тут я тоже сомневаюсь . По идее , это увеличит и без того неслабую нагрузку на предвыходной повторитель . Выиграв в линейности в одном месте - мы можем проиграть в другом .

Насчёт Цобеля на выход - тут тоже есть сомнения . Не получим ли мы из-за этого два близких по частоте полюса ? Это может не улучшить устойчивость , а наоборот - ухудшить . Тут надо ещё подумать ..... вообще , пока что я считаю , что этот каскад на ВЧ должен быть не нагружен на RC , а напротив - полностью разгружен . А Цобеля тогда имеет смысл ставить уже после индуктивности . НО это не очевидно .... тут подумать надо , в общем .

[Валет]

Интересно, что работа этой схемы не нарушится, если из нее исключить R4. Не изменятся и напряжения в контрольных точках, кроме ТР2. При этом КНИ и точность поддержания нуля на выходе даже улучшатся за счет некоторого увеличения петлевого усиления (т.к. ток противоискажений с выхода D1.2 не будет бесполезно ответвляться в R4). R4 в такой трактовке создает параллельный быстродействующий канал в обход D1.2, но его влияние очень мало, и его исключение не повлияет существенно на работу УМЗЧ. Изменения цепей фазовой коррекции при этом практически не потребуется. ИМХО.

[deemon]

Интересно, что работа этой схемы не нарушится, если из нее исключить R4.

Нет , не нарушится , но искажения возрастут Как и выходное сопротивление , кстати . Также снизится широкополосность схемы - ведь с ростом частоты усиление DA1.2 снижается , и глубина ООС тоже .... а вот сигнал через R4 будет проходить через более скоростную петлю местной ООС , минуя "тихоходный" ОУ . Разумеется , если бы это решение не давало выгоды - я бы его не применял

И кстати , ответвление тока R10 в R4 на самом деле мало , именно из-за действия "суммирующей точки" TP3 , я про это говорил несколькими постами раньше .

[Валет]

Нет , не нарушится , но искажения возрастут Как и выходное сопротивление , кстати . Также снизится широкополосность схемы - ведь с ростом частоты усиление DA1.2 снижается , и глубина ООС тоже .... а вот сигнал через R4 будет проходить через более скоростную петлю местной ООС , минуя "тихоходный" ОУ . Разумеется , если бы это решение не давало выгоды - я бы его не применял

И кстати , ответвление тока R10 в R4 на самом деле мало , именно из-за действия "суммирующей точки" TP3 , я про это говорил несколькими постами раньше .

Я уверен в Вашей высокой квалификации (видно по Вашим постам). Но все могут ошибаться и я, возможно, ошибаюсь. Но мы же ищем истину .
Глубина ОООС по напряжению ошибки после исключения R4 уменьшится на частотах, где коэффициент передачи D1.2 на ТР3 будет сравним с коэффициентом передачи резистора R4 и более высоких. На частоте 180 кГц каскад на D1.2 имеет усиление 1,4. Поэтому на звуковых и нижних ультразвуковых частотах уменьшение глубины ООС будет незначительным и оно будет компенсировано за счет 5%-го увеличения петлевого усиления (т.к. ток противоискажений с выхода D1.2 не будет бесполезно ответвляться в R4). Искажения при этом не увеличатся.
По поводу широкополосности Ваше утверждение будет справедливо при использовании низкочастотных операционников, т.к. коэффициент передачи каскада на D1.2 будет меньше единицы на частотах выше частоты единичного усиления D1.2 . ИМХО.

[zoog]

Кстати, высокое Rвых на НЧ устраняется ООС, а на ВЧ даже помогает)

[Валет]

Кстати, высокое Rвых на НЧ устраняется ООС, а на ВЧ даже помогает)

Почему и чему помогает?

[ViktKors]

Мда, был невнимателен, и соответственно неправ.

Просто мне идея увеличивать миллеровские емкости тоже совершенно несимпатична; как показывает опыт, сколько выиграем за счет линеаризации, столько же, или больше, всегда проиграем за счет уменьшения петлевого усиления.

Я предлагал уменьшить частоту полюса выходников для корректного замыкания ООС, но не учел, что петлевое усиление основной петли 200 (Ваши даные) / (R10IIR4/(R7+R10IIR4+R12IIR13) ~8.5, то есть совсем невелико. И соответствующая частота замыкания основной петли ООС 3-5 МГц. То есть все совершенно работоспособно и никаких емкостей добавлять не нужно.

Отдельный момент - резистор в эммитеры предвыхода. в Вашей схеме они действительно не влияют на термостабилизацию выходного каскада, а нужны для стабилизации тока предвыхода, что также стабилизирует его rэ diff, и как следствие, частотную характеристику.

Индуктивности в предвыходе на таких частотах вряд-ли существенны, а причиной для выброса на АЧХ скорее является сложная нагрузка - вот как раз в нагрузке, пара изгибов проводов могла дать сложный импеданс с забавными эффектами на общую АЧХ. Потому и стоит сделать импенданс стабильным, отрезав выход фильтром. Этот момент стоит внимательно продумать.


Кроме того, я отбросил "г) ввести еще один частотнозависимый каскад ..." и совершенно забыл рассмотреть уже имеющийся каскад на ОУ. Его цепь C1R1 с полюсом на ~180кГц, при практически единичном услении в петле ООС, означает, что ослабление искажений на верхних рабочих частотах будет порядка 10 раз - совсем немного, надо сказать.


Ну и волей-неволей приходится отметить, что хотя показанная разница в усилении для малого сигнала и для большого (137 и 240) получается только для неоптимально выбранных эммитерных резисторов выхода (когда они не равны rэ diff, грубо rэ diff <> 25/Iэ), даже при Rэ = rэ diff регион перехода из А в АВ выглядит весьма затейливо, а с дрейфом тока покоя при прогреве услителя разница в усилении проявляется неминуемо.
А если учесть, что эта разница усиления - искажения в чистом виде (137 и 240 соответствуют (240-137)/(240+137)/2 = 55%), даже будучи подавленными ООС (в 8.5 и 10 раз) остаются немилосердные 0.65% на 18 кГц...

Это и есть, по моему мнению, на данный момент самое слабое место выходного каскада с ОЭ; в ОК эти искажения давятся местной ООС в ~ Rнагрузки/(Rэ + rэ diff) раз, и проявляются раз в 100 слабее...

Забить на искажения в данной схеме, довольствуясь "красивым звуком", имхо, тоже едва-ли получится, огромное количество нелинейностей высоких порядков определяющих искажения и окраску звучания (rэ diff, Скб, переход А в АВ), расширение спектра искажений посредством ООС, и т.д., вряд-ли понравятся сторонникам искаженного звука от однотактов и безООСников.

И еще, для Валет: Вы абсолютно правы, основной усилитель можно и не раскачивать (исключить R4); этого обычно не делают, чтобы снизить амплитуду напряжения на входе дополнительного ОУ, и минимизировать его искажения. Вероятно Вы также правы в том, что в данной схеме, это не совсем целесообразно, поскольку дополнительное ослабление сигнала искажений съест такое преимущество, но тут стоит учитывать и тот факт, что иногда стабильность усилителя с параллельным каналом выше, чем у стандартного усилителя (с R4).
То есть с формальной точки зрения ничего не меняется, но на практике, например сигнал помехи по входу, то есть в той частотной области где ООС слаба, может куда меньше нагружать ОУ. Но все это нужно очень внимательно оценивать применительно к каждой конкретной схеме.

[Валет]

иногда стабильность усилителя с параллельным каналом выше, чем у стандартного усилителя (с R4).

Стандартным усилителем можно назвать скорее усилитель без R4.
В случае проблем с устойчивостью можно оставить R4, но включить последовательно с ним конденсатор и выбирать их номиналы исключительно по критерию устойчивости.

[deemon]

Ну и волей-неволей приходится отметить, что хотя показанная разница в усилении для малого сигнала и для большого (137 и 240) получается только для неоптимально выбранных эммитерных резисторов выхода (когда они не равны rэ diff, грубо rэ diff <> 25/Iэ), даже при Rэ = rэ diff регион перехода из А в АВ выглядит весьма затейливо, а с дрейфом тока покоя при прогреве услителя разница в усилении проявляется неминуемо.
А если учесть, что эта разница усиления - искажения в чистом виде (137 и 240 соответствуют (240-137)/(240+137)/2 = 55%), даже будучи подавленными ООС (в 8.5 и 10 раз) остаются немилосердные 0.65% на 18 кГц...

Вот тут , кстати , Ваша оценка мне кажется сильно завышенной . Насколько я помню результаты измерений - картина была намного лучше . Искажения ВК после охвата местной ООС были порядка 1% , или около того .... так что после работы ООС по искажениям они ещё уменьшались на величину петлевого усиления , и принимали вполне удобоваримый вид . Надо будет в ближайшее время доделать новый макет , и на нём уже измерить реальную картину - в прошлый раз на детальные измерения просто не хватило времени ...

Потом , надо будет подумать насчёт более оптимальной коррекции , с более крутым спадом АЧХ . Тогда мы не будем так терять усиление в полосе звуковых частот . Кроме того , я хочу попробовать ещё один способ коррекции , так сказать "обратный" - когда самым низким полюсом в АЧХ будет срез выходного каскада , а ОУ тогда надо будет взять посерьёзнее - с частотой первого полюса порядка 200 кгц или даже выше . Вот в этом случае имело бы смысл принудительно снизить частоту среза ВК до 100 кгц , или даже до 50 .... но что из этого выйдет - я пока не знаю Дело в том , что в этом случае как раз будет играть роль асимптотическое поведение ВК на высоких частотах , порядка уже нескольких мегагерц , и тут уже на выходе надо будет обязательно иметь RLC фильтр для "отсечения" нагрузки . Так что это тоже любопытное направление для поиска .

[ViktKors]

Вот тут , кстати , Ваша оценка мне кажется сильно завышенной...

Да, Вы абсолютно правы, я поторопился.
Впрочем я для того и делаю выкладки обычно, чтобы не быть голословным, и явные ошибки видны тоже сразу.

При оценке искажений нужно было просто оценить нестабильность Ку охваченного ОС усилителя. Для упомянутых Ку на малом и большом сигнале (240 и 137), искажения за счет нестабильности усиления (без учеты нестабильности АЧХ до охвата ООС) получаются ~2.9% до селектора искажений, ну и он уменьшает еще в 10 раз на 18 кГц.

Так что оценка должна быть 0.3% на 18 кГц.
Это конечно много, но увеличить полосу ООС с 180 кГц на повыше, как Вы заметили, совершенно реально. И результат может быть значительно лучше.

Offтопик:
После определенного количества сожженых транзисторов, и зря потерянного времени, я склонен сначала все прикидывать. Как видно из сравнения с Вашими данными, такое оценки на пальцах (симулятор тут плохой помощник) не совсем далеки от реальности, что меня несколько обнадеживает.

[zoog]

Почему и чему помогает?

Большинству СЧ-ВЧ динамиков, известная вроде фишка

[deemon]

Большинству СЧ-ВЧ динамиков, известная вроде фишка

Так это уже частотно-зависимый ИТУН , это несколько из другой оперы Это делается комбинированной ООС по току и напряжению ... где-то тут на форуме была такая тема .

---------- Добавлено в 15:36 ---------- Предыдущее сообщение в 15:23 ----------

При оценке искажений нужно было просто оценить нестабильность Ку охваченного ОС усилителя. Для упомянутых Ку на малом и большом сигнале (240 и 137), искажения за счет нестабильности усиления (без учеты нестабильности АЧХ до охвата ООС) получаются ~2.9% до селектора искажений, ну и он уменьшает еще в 10 раз на 18 кГц.

Ну да , а можно посмотреть на это и с другой стороны .... вот смотрите , у нас есть параллельный повторитель , который даёт искажения порядка 0,1% , примерно . Транзисторы в нём охвачены ООС 100% глубины . Теперь , если мы уменьшим глубину ООС на 20 дБ , так чтобы наш каскад теперь имел усиление в 10 раз , то можно ожидать , что и искажения возрастут во столько же раз , и выходное сопротивление тоже . А вот частота среза - наоборот , примерно в 10 раз должна снизиться . И это получается как раз недалеко от реальности , кстати . Ведь транзисторы там стоят на выходе те же , ток покоя примерно такой же .... так что всё сходится , более или менее .

[ViktKors]

Я тут посмотрел внимательно, забавно выходит.

Совсем не так просто раскачать такой выходной каскад,
да и АЧХ такого каскада падает на ВЧ весьма круто:

1. Наиболее очевидный вклад - Скб, умноженное на Ку (0.24 мкФ), совместно с Rвых предвыхода. Это первый полюс

2. Учитывая, что транзисторы предвыхода не очень высокочастотные (fг ~ 4мГц), на частотах 300-400кГц, где бета будет ~10, такое Скб эффективно равно ~30нФ, подключенным к входу предвыхода. Это, в сочетании с Rвых входного каскада раскачивающего предвыход (Rвых ~ 20 Ом), дает дополнительный полюс ~ 300 кГц.

3. Совершенно аналогичным образом, входной каскад "просаживается" пониженным входным сопротивлением предвыходного каскада на ВЧ. Вышеупомянутые 20 Ом на 300 кГц предвыхада, дают ~2 кОм входного сопротивления, что просаживает вход, так как подключенное к нему сопротивление ~1.5 кОм. То есть еще один полюс на АЧХ.

Именно поэтому потребовалась цепь коррекции R14C2. Она благополучно ограничивает полосу ООС на уровне килогерц в 200, где эти эффекты еще не доминируют и фазовый сдвиг еще приемлем.
Поскольку ОС через селектор искажений тоже имеет дело с этими эффектами - ее также не получится замкнуть выше.

Вывод: в данном виде схема вполне самодостаточна и функциональна, но вот вытянуть из нее еще что-то будет очень сложно. Фактически, все из-за чрезмерной миллеровской емкости, которая и вызывает все эти эффекты на частотах, существенно более низких чем в каскадах с ОК.


Возможные пути улучшения параметров -
а) Уменьшить сопротивление цепей ООС, скажем в 3 раза, это понизит выходное сопротивление входного каскада до ~5 Ом;
б) Увеличить ток предвыхода до глубокого класса А, скажем до 75 мА (rэ_diff ~0.15 Ом) и
в) применить более высокочастотные транзисторы, например MJE15032.

В сумме это даст выходное сопротивление предвыхода ~0.5 Ом на 2 МГц;
Повышение миллеровского полюса где-то до 1-1.5 МГц;
Просаживание напряжения на предвыходе и входе начнется мегагерц с 2-3-х.

Как итог - реально расширить полосу ООС втрое-впятеро, и учитывая подавление искажений еще и посредством ОУ - улучшение искажений на порядок-полтора.
То есть, в моей оценке, до 0.03-0.01%.

По моему мнению, это и есть естественный предел для таких схем.
Чуть позже я покажу возможный вариант, реализующий данный принцип.

[zoog]

Это делается комбинированной ООС по току и напряжению ... где-то тут на форуме была такая тема .

а здесь естественным путём Rвых растёт на ВЧ. На практике в общем случае это скорее всего не удастся использовать, но на простых 1-2-х полосных колонках этот недостаток может превратиться в преимущество.

[deemon]

Вывод: в данном виде схема вполне самодостаточна и функциональна, но вот вытянуть из нее еще что-то будет очень сложно. Фактически, все из-за чрезмерной миллеровской емкости, которая и вызывает все эти эффекты на частотах, существенно более низких чем в каскадах с ОК.

Да , так оно и есть - заставить этот каскад работать на тех же частотах , что и классический повторитель было бы сложно , это факт . НО хорошо , а почему бы не сделать "ход конём" , и не поменять полюса местами ? В самом деле , в классических УНЧ первый полюс всегда либо у ОУ , либо у УН , это если в схеме усила нет ОУ , и он сам сделан по топологии ОУ . И вот , у нас теперь роль УН взял на себя ВК , так стоит ли заставлять его "шевелиться" так же быстро , как это делает каскад-повторитель , если это сопряжено с очевидными трудностями ? А может быть , раз частота среза у него низкая - так опустить её ещё ниже , да и сделать её первым полюсом ? "Кто нам мешает - тот нам поможет" (с)

Тогда , смотрите , что получится - предположим , что мы сделали ВК , который имеет частоту среза 50 кгц . Тогда мы берём скоростной ОУ , который имеет частоту среза около 100 кгц ( например , AD8099 ) , охватываем его ООС , так чтобы усиление его стало , например , 100 . Мы получаем каскад с частотой среза около 20 мгц , и ставим этот каскад в нашу петлю ООС . Тогда что у нас выйдет - на звуковых частотах сдвиг фаз в петле будет небольшой , усиление максимальным .... затем , начиная с 50 кгц ВК начнёт валить усиление с крутизной 6дб/окт , и дойдёт до единичного усиления на частоте около 5 мгц , но у нашего ОУ сдвиг фаз на этой частоте будет ещё небольшой . Таким образом , если бы ВК давал только один полюс на частоте 50 кгц - то мы могли бы легко всё "разрулить" , да ещё и с запасом по фазе . НО , как Вы верно заметили - полюсов там будет несколько , и кроме того , возможны разные причудливые эффекты , типа разворота фазы на ВЧ из-за прямого прохождения сигнала с предвыхода на выход через ёмкости КБ выходников , на тех частотах , где выходники уже перестали усиливать , да ещё и этот "резонанс" между предвыходом и выходом , про который я упоминал раньше . Кроме того , мы тут будем иметь дело и с паразитными параметрами монтажа . А кто сказал , что будет легко ?

НО зато , при такой коррекции мы теоретически можем получить несколько "бонусов" . Во-первых , идельное поведение при перегрузке - так как ВК теперь самый медленный каскад , то остальная часть петли мгновенно "возьмёт управление" , как только выход выйдет из клипа - такой УНЧ будет перегружаться так же "чисто" , как и усил без ООС вообще . Во-вторых - прекрасное поведение на ёмкостной нагрузке . Ведь подключение на выход ёмкости будет понижать частоту среза ВК , но она у нас и так низкая - то есть от ёмкости на выходе усил станет только устойчивее . Ну и кроме того - постоянная глубина ООС , как и фазовый сдвиг в петле , во всей полосе рабочих частот - это тоже неплохо . Вообще , выглядит заманчиво .... вот только тут наверняка возникнут проблемы из-за сложного поведения ВК на частотах выше нескольких сотен килогерц . Считать это всё "вручную" будет непросто - там надо будет много чего учесть .... надо бы померять на макете , да и посмотреть , что и как .... я это скоро сделаю , как только будет немножко времени .

[ViktKors]

Я тут попробовал загнать предвыход-выход в симулятор, и, что интересно, там получился тот самый резонанс перед частотой среза. Он небольшой, 2-3 дБ, и кстати, несколько ослабляется резисторами в цепи эммитеров предвыхода (вплоть до полного исчезновения при определенных режимах). Я полагаю это связано как-то с тем, что фильтр второго порядка выхол-предвыход имеет повышенную добротность с выбросом на АЧХ. Кстати, дополнительная емкость параллельно Скб тоже убирает этот выброс.

А поставить выходной каскад первым полюсом, наверное, было-бы удобнее всего при питании его от источника тока. Это конечно меняет схемотехнику, но работать должно.
С вариантом из моего прошлого поста все более-менее понятно, а над этом вот как раз интересно подумать...

[deemon]

Я тут попробовал загнать предвыход-выход в симулятор, и, что интересно, там получился тот самый резонанс перед частотой среза. Он небольшой, 2-3 дБ, и кстати, несколько ослабляется резисторами в цепи эммитеров предвыхода (вплоть до полного исчезновения при определенных режимах). Я полагаю это связано как-то с тем, что фильтр второго порядка выхол-предвыход имеет повышенную добротность с выбросом на АЧХ. Кстати, дополнительная емкость параллельно Скб тоже убирает этот выброс.

Да , это тот самый резонанс Если симулятор его "видит" - значит , модель адекватная , это хорошо . А вот интересно - ставить Цобеля от баз выходников на землю Вы не пробовали ? Теоретически , тоже может помочь - можно выбрать номиналы так , чтобы прикончить этот резонанс совсем . Мне он ещё тогда не понравился , но тогда не стал его давить , а просто скорректировал местную петлю ООС , чтобы он не мешал

А поставить выходной каскад первым полюсом, наверное, было-бы удобнее всего при питании его от источника тока. Это конечно меняет схемотехнику, но работать должно.
С вариантом из моего прошлого поста все более-менее понятно, а над этом вот как раз интересно подумать...

Да уж схемотехнику-то переделать можно легко .... тут главное решить , в каком направлении двигаться . Мысль-то интересная , если это получится - можно будет много проблем сразу решить . Лишь бы только новые не возникли