Дилетантский вопрос про sigma-delta

[tomtit]

Вот наскоро сочинил примитивную модель однобитного сигма-дельта модулятора 4-го порядка,
подал на вход синус 20-бит проапсэмпленный до 256*Fs.
Смотрите что получилось ...
Почему никто не использует столь простой подход ?
Ищем грабли ..., учим теорию.

[sia_2]

Ага. Но если хочется un lege artis, то придется.

[tomtit]

Интересно, какой лупгэйн достаточен?
Я посмотрел на то что Бруно приводил для Мола-Мола DAC.
Частоты перегиба NTF сделаны 87к и около 260к, то есть отношение где-то 3.
Оценка даёт 20дБ*log10(3)*7+15дБ = 82дБ. Для супер-пупер эллиптической NTF усиление можно задрать до 110-115дБ, но не больше.
PS.
Я уже давно чешу репу насчёт lege artis дизеринга. Экономно не выходит.

[sia_2]

Интересно, какой лупгэйн достаточен?
Я посмотрел на то что Бруно приводил для Мола-Мола DAC.
Частоты перегиба NTF сделаны 87к и около 260к, то есть отношение где-то 3.
Оценка даёт 20дБ*log10(3)*7+15дБ = 82дБ. Для супер-пупер эллиптической NTF усиление можно задрать до 110-115дБ, но не больше.
PS.
Я уже давно чешу репу насчёт lege artis дизеринга. Экономно не выходит.

Число округлений в принципе можно снизить до четной части порядка, если округлять с дитерингом только входные сигналы интеграторов. При нечетном порядке округления на входе первого интегратора не нужно - нет сигнала обратной связи резонатора. Можно также в первом интеграторе сохранять полную разрядность и дитерить только начиная со входа второго, чтобы минимизировать число источников шума.
Лупгейн для однобитника заведомо достаточен порядка SNR-10logOSR, при OSR128 это примерно на 20 дБ меньше желаемого SNR, все предельные циклы при этом будут разбиты дитерингом. Есть небольшой нюанс в случае выжимания большого индекса модуляции, там появляется заметная нечетная нелинейность самого модулятора, и лупгейн надо бы приподнимать.

[dortonyan]

Ага. Но если хочется un lege artis, то придется.

А почему просто не увеличить разрядности интеграторов?

Попробовал ля SDM 4-го порядка добавить дизер 1/4 входного сигнала. На интермоды не повлияло, все равно на спектре лезут "иголки". Может это "ступенька"? У меня же на входе модулятора х32.

[sia_2]

А почему просто не увеличить разрядности интеграторов?

Попробовал ля SDM 4-го порядка добавить дизер 1/4 входного сигнала. На интермоды не повлияло, все равно на спектре лезут "иголки". Может это "ступенька"? У меня же на входе модулятора х32.

Так если это мерится с АЦП - то в АЦП подавление зеркал и нелинейностей - отнюдь не бесконечное. Разрядность увеличивать тоже можно, в простых модуляторах (3 порядка) это может быть даже дешевле дитеринга.

[dortonyan]

Разрядность увеличивать тоже можно, в простых модуляторах (3 порядка) это может быть даже дешевле дитеринга.

Ага, т.е. при больших порядках много ресурсов начинают жрать сумматоры.

Так если это мерится с АЦП - то в АЦП подавление зеркал и нелинейностей - отнюдь не бесконечное.

Да, я уже высмотрел, что это артефакты АЦП. Если включить по входу делитель, то все чисто, как в матлабе.
Ну и на счет дитеринга тоже проверил, что 1/4 многовато (модулятор редко, но уходит в срыв), сделал 1/8.
Вот работа PCM1792 с соньковским модулятором в х64 режиме (замер на PCM4222 с ослаблением по входу -20дБ):
Вообще 4222 разочаровал. Знал бы что такое г-но, не стал бы связываться. Сэкономили на всем, даже отработки переполнения нету.
А вот PCM1792 в DSD режиме - очень даже.
Единственное, что с ростом оверсемплига растут искажения, поэтому выше х64 его использовать не желательно. Я пока использую х128 (искажения еще не сильно растут и шум на выходе малый), т.к. восстанавливающий ФНЧ всего 3-го порядка .
Но вообще для него самый лучший режим видится как х64 с ФНЧ 4..5 порядка.

Кому надо - в приложении соньковский модулятор с дизером 1/8 входной шкалы. Но входную разрядность для такого варианта можно задавать не более 25 бит (делать более универсально поленился).

[maxssau]

У es9822 есть выход в raw формате и в теории можно свой цф повесить на выход

[tomtit]

Попробуй в выходной сумматор добавить входной сигнал. Это поможет выровнять АЧХ на высоких частотах.
А через loop filter пойдёт, в основном, шум и ошибка. Я не уверен на 100% как это будет работать на этом модуляторе, но интересно испытать.

[dortonyan]

Я не уверен на 100% как это будет работать на этом модуляторе, но интересно испытать.

Это вы соньковский модулятор имеете ввиду? Что-то не догоню что куда суммировать.

[Михаил45]

Кому надо - в приложении соньковский модулятор с дизером 1/8 входной шкалы. Но входную разрядность для такого варианта можно задавать не более 25 бит (делать более универсально поленился).

Алексей спасибо! Попробую с твоим цф.

[Turbo_man]

Offтопик:
а почему полировку мультибитов закончили? В ДС ничего уже нового не придумать.

[dortonyan]

Offтопик:

а почему полировку мультибитов закончили? В ДС ничего уже нового не придумать.

Потому что нельзя объять необъятное.
В мультибитах тоже ничего нового не придумать. Там если только калибровку конструировать (например тем же шейпингом).

[tomtit]

Это вы соньковский модулятор имеете ввиду? Что-то не догоню что куда суммировать.

Ну да, его. Там есть 5-входовый сумматор всех взвешенных интеграторов. Вот туда добавить 6-ой вход, с входным сигналом. На выходе этого сумматора стоит квантователь.

[dortonyan]

Там есть 5-входовый сумматор всех взвешенных интеграторов. Вот туда добавить 6-ой вход, с входным сигналом.

Так туда входной сигнал и так суммируется, просто опосредованно через "S0" сумматор. Или что вы подразумеваете под входом?

[tomtit]

Так туда входной сигнал и так суммируется, просто опосредованно через "S0" сумматор. Или что вы подразумеваете под входом?

Да, пожалуй ты прав. Можно попробовать увеличить долю входного сигнала в обходном пути. Это должно уменьшить присутствие входного сигнала в цепочке интеграторов, модулятор становится в большей степени усилителем только сигнала ошибки.
Ещё одно замечание - у модуляторов типа Сони есть большой взбрык STF на высоких частотах. Эта структура эквивалентна композиту Yewen-а.

Мне сейчас более интересны нестандартные методы проектирования NTF. Первый же эксперимент с «выкроенной» вручную АЧХ дал поразительно хороший эффект на примере самоосциллирующего модулятора.
Добротности комплексных полюсов и нулей в биквадах там не больше 2. Вместо дизеринга использовал локальные ОС по ошибке в каждом субмодуле. Надо только найти время и проверить автокорреляцию. Ну и, заодно, как-то формализовать процесс проектирования.

[sia_2]

Offтопик:
PCM4222 - оно и есть дерьмо. Даже квантователь сварганили с неравномерным шагом для экономии.

Модуляторы с FF структурой (типа Сонькиного) хороши тем, что лучше переносят перегрузку по входу, реже улетают в невосстановимую генерацию. Взбрык STF за полосой зависит от оптимизации коэффициентов и может быть небольшим, например пару-тройку децибел, при этом выигрыш по петлевому усилению в сравнении с монотонной STF может составлять децибел 7-10. Ещё одно достоинство модуляторов такой структуры в случае АЦП - только одна точка ввода сигнала ОС, и это важно в случае мультибитного квантователя и, соответственно, многоуровневого ЦАП обратной связи.
И да, дитеринг аж 1/8 шкалы - для Сонькиного модулятора откровенный перебор, пустая потеря SNR. Там 1/128....1/256 более чем достаточно.

[tomtit]

Я, собственно начинал с Сони и обобщил этот подход на произвольный порядок, а позже и на LeapFrog структуру. Там фишка в том, что полюса NTF - реальные, поэтому спад усиления пологий и можно получить сразу устойчивый модулятор с 1-битными коэффициентами без оптимизации. Но такой модулятор сильно неоптимальный, а для улучшения надо перейти к более точным коэффициентам или долго искать другой такой 1-бит набор. У LeapFrog чувствительность поменьше, так как размазана на удвоенное к-во обратных связей.
К тому же FF, структура имеет больше ВЧ шума на выходе, что делает её неудобной для формирования ШИМ выхода. Для получения точных полюсов NTF нужно много умножителей, а их всегда не хватает. Для модулятора высокого порядка нужно сильно задирать тактовую, чтобы использовать меньше умножителей.

Структура же с распределённой FB не нуждается в аппаратных умножителях для формирования полюсов. То есть, нули NTF, как правило, можно сделать однобитными, и они очень слабо влияют на устойчивость и индекс модуляции, а вот расположение полюсов - главная проблема оптимизации, и требуют хорошей точности.

[OFF] Взбрык STF за полосой зависит от оптимизации коэффициентов и может быть небольшим, например пару-тройку децибел, при этом выигрыш по петлевому усилению в сравнении с монотонной STF может составлять децибел 7-10.

Не понятно, почему петлевое может получиться больше?

Горка STF в 2-3дБ на частоте единичного усиления, присутствует у всех, но у FF она начинается на низких частотах.
FF структура - это прямое разложение АЧХ петлевого усиления на ортогональные полиномы, где цепочка интеграторов предоставляет необходимый ортогональный базис.

Offтопик:
Самое интересное, что куча работ посвящена бесполезной оптимизации нулей NTF c вызгызанием 1-2 дБ SNR.

[sia_2]

Не понятно, почему петлевое может получиться больше?

Горка STF в 2-3дБ на частоте единичного усиления, присутствует у всех, но у FF она начинается на низких частотах

Это всё только про FF, там больше горб STF за полосой - круче скат петлевого. У CFB же это всё происходит на скате сигнальной АЧХ, т.к. входной сигнал поступает только на первый интегратор и дальше фильтруется ими. Но вообще, STF - в какой-то степени побочный фактор, т.к. оно в значительной степени вопрос реализации, для устойчивости и ее границ критичен вид NTF. Практически же в большинстве случаев желательно, чтобы модулятор сам выполнял функцию фильтрации входного сигнала, дабы к половине его тактовой частоты STF валилась посильнее. Но хорошо это получается только для distributed feedback, а она проблематична в реализации для АЦП с многоуровневыми квантователями (с однобитниками проблем нет, с чисто цифровыми модуляторами тоже).

[tomtit]

Хотелось бы численно оценить вклад нелинейного сопротивления КМОП выхода в нелинейные искажения. Есть ли какая-нибудь формула, описывающая модуляцию сопротивления открытого канала как функцию от тока?

Предыстория вопроса такая: выгодно делать восстанавливающий фильтр с ёмкостями, замыкающими ВЧ составляющие на землю. Но тогда не получается сделать низкий импеданс «виртуальной» земли.
Я нашёл привлекательное решение однозвенного активного ФНЧ 4-го порядка с единичным усилением, но его входной импеданс имеет ощутимую индуктивную составляющую. Поэтому при подаче сигнала 20кГц на импедансе «виртуальной земли» падает около 10% от выходного напряжения.
Эта неидеальность входа будет создавать искажения из-за изменения тока ключей во времени. Искажения не должны быть большими -
так как последовательно с каждым ключом включен резистор с номиналом в несколько килоом, тогда как сопротивление открытого ключа примерно 15 Ом.
В случае применения АКИХ длиной 8 или 16 этот эффект ещё меньше, но всё же хочется оценить его величину.

[sia_2]

Хотелось бы численно оценить вклад нелинейного сопротивления КМОП выхода в нелинейные искажения. Есть ли какая-нибудь формула, описывающая модуляцию сопротивления открытого канала как функцию от тока?

Предыстория вопроса такая: выгодно делать восстанавливающий фильтр с ёмкостями, замыкающими ВЧ составляющие на землю. Но тогда не получается сделать низкий импеданс «виртуальной» земли.
Я нашёл привлекательное решение однозвенного активного ФНЧ 4-го порядка с единичным усилением, но его входной импеданс имеет ощутимую индуктивную составляющую. Поэтому при подаче сигнала 20кГц на импедансе «виртуальной земли» падает около 10% от выходного напряжения.
Эта неидеальность входа будет создавать искажения из-за изменения тока ключей во времени. Искажения не должны быть большими -
так как последовательно с каждым ключом включен резистор с номиналом в несколько килоом, тогда как сопротивление открытого ключа примерно 15 Ом.
В случае применения АКИХ длиной 8 или 16 этот эффект ещё меньше, но всё же хочется оценить его величину.

Там конкурируют несколько факторов, но в современных микросхемах в основном эффекты насыщения дрейфовой скорости. При напряжениях на канале около 30...50 мВ, канал ведет себя практически линейно, нелинейность не превышает пары десятых процента.