Перегрузочная способность диф. каскада

[Антиламповик]

Для предотвращения так называемых TIM искажений в усилителях с ООС повышают перегрузочную способность входных каскадов при помощи различных коррекций (на мой взгляд самая удачная - это индуктивная, но и она не лишена недостатков). Но почему бы просто не поднять ток покоя входного диф. каскада? На экономичности это почти не скажется, при этом входной каскад не будет перегружен даже без ООС. Для примера вот такой каскад УН (сразу оговорюсь, что он не собирался "в железе"). Все транзисторы 2SA1380/2SC3502 (наиболее доступные у нас) плюс их корпуса позволяют легко сделать тепловой контакт для лучшей термостабильности. При этом вход не перегружается даже без ООС до 2 Вэфф. (выход CD). Какие есть подводные камни?

[Johny]

Зачем ее искусственно вводить? Можно просто подать на вход меандр.

"...подайте на вход прямоугольник..." - это меандр и имелся ввиду.
А искусственно вводить параметрическую нелинейность придется, т.к. ИНУН-ы - это модели без ограничений на линейность. Элемент "параметрической нелинейности" можно оформить в виде макроса, ну например, на ИТУН-е с ограничением максимального тока, нагруженном на емкость.
При моделировании TIM-искажений, желательно входной меандр ограничить по полосе частот сверху или вместо меандра подать на вход "трапецеидальный" сигнал с заданными фронтами. В противном случае, Вы создадите в модели слишком жесткие условия для усилителя.
Best regards, Johny.

[Nick]

Если проанализировать АЧХ петлевого усиления, то можно увидеть, что совершенно безралично, в каком месте усилителя вводить элементы опережающей коррекции (индуктивного типа, емкостного типа и т.п., значения не имеет)...

С точки зрения устоичивости усилителя с ОООС вы правы, но с точки зрения искажений думаю, что нет. Дело в том, что чем в более дальних каскадах вы вводите первый полюс, тем с бОльшими ВЧ сигналами работают предыдущие каскады. Имеет ли это значение или нет будет зависеть от реализации (в частности от перегрузочной способности входного каскада). Правда делая первый полюс за пределами звукового диапазона вы косвенно решаете данную проблему.

[Sagittarius]

Если проанализировать АЧХ петлевого усиления, то можно увидеть, что совершенно безралично, в каком месте усилителя вводить элементы опережающей коррекции (индуктивного типа, емкостного типа и т.п., значения не имеет) - необходимо всего лишь создать полюсно-нулевую пару на первой частоте среза и увести второй полюс за пределы реально воспроизводимого диапазона частот (например более 100 кГц, что не трудно, например в первом, дифференциальном каскаде).
Известно достаточно много вариантов реализации этого способа. Усилители, построенные по этой методологии, практически свободны от TIM-искажений, если частотная ширина полосы входного сигнала, не превышает частоту второго полюса усилителя без ООС.
Best regards, Johny.

Возьмём двухкаскадный УН и прогоним его на меандре, исследуя выброс на выходе первого каскада. Ограничив полосу входного сигнала коррекцией по отсутствию выброса на выходе первого каскада, замечаем, что fср этой корекции связана не с малосигнальными частотами среза, а с fмакс. При fср=fмакс, или тау корр=tнар выбросов на выходе первого каскада нет во всём диапазоне входного/выходного меандра. Следовательно, нет и перегрузок ДК, и ТИМов, и ДИМИй. Если fср=0,1fмакс, или тау корр=0,1tнар, выбросов не будет до 0,1 Uвых макс.

Связь: fср этой корекции связана с fмакс. То же и для индуктивной.

[Антиламповик]

Если хочется больших токов в ДК, можно применить дорогостоящие 2SJ79 2SK216. Шуметь они не должны.

Да дело не в цене транзисторов (на фоне выходников, электролитов и силового трансформатора ), просто не нахожу преимуществ кроме шумов, а вот значительная входная ёмкость - это плохо.

Добавлено через 8 минут

Да полным полно.
Фактически Вы вводите местную ООС, теряете усиление, которое Вам понадобится в дальнейшем, а от TIM-искажений не избавляетесь.
Best regards, Johny.

Ку грубо говоря зависит от номиналов эмиттерных резисторов (150 Ом - это в общем не большая величина, поэтому усиление не меньше обычного), а вот перегрузочная способность - от падения напряжения на этих резисторах, которое задаётся током покоя. Потому я для получения большой перегрузочной способности не увеличивал номиналы резисторов, а поднял ток покоя. И TIM искажения возникают при перегрузке входных каскадов при запаздывании ООС, тут перегрузка невозможна даже при бесконечном запаздывании, поэтому от них всё-же избавляюсь.

[Александр Котов]

какое падение на TL431 (хочу посчитать токи)? Для чего двухтактный повторитель преддрайвера на каждый выходной транзистор (чем хуже обычная межзатворная ёмкость и 2 транзистора)? Почему "вертикальные" полевики, а не латеральные (бОльшая линейность и комплементарность, отсутствие саморазогрева при больших токах покоя)? Не слишком ли много 1МОм в нагрузке УН (первый полюс на какой частоте)? Для чего диоды от базы преддрайвера к питанию оконечного каскада (преддрайвер не может зайти в режим насыщения и так, а для выходного полевика это не нужно)?

В другой ветки накорябал, повторяюсь:
Преимуществом данного предвыходного каскада является маленькая рассеиваемая мощность на транзисторах. Ведь смещение на источнике напряжения смещения выходного каскада на MOSFET 7-8 вольт. А маломощные транзисторы имеют маленькие входные емкости. А эти емкости нагружают каскад усиления напряжения, меньше емкость - шире полоса пропускания усилителя и больше запас устойчивости.
Транзистор на радиаторе обеспечивает достаточно точную термостабилизацию.
Благодаря малой входной емкости предвыходного каскада первый (и единственный полюс в этой схеме) далеко за звуковой полосой.
На TL431 в источнике тока входного каскада падает 5 вольт, в предвыходном - порядка 6 вольт.

[Антиламповик]

В другой ветки накорябал, повторяюсь:
Преимуществом данного предвыходного каскада является маленькая рассеиваемая мощность на транзисторах. Ведь смещение на источнике напряжения смещения выходного каскада на MOSFET 7-8 вольт. А маломощные транзисторы имеют маленькие входные емкости. А эти емкости нагружают каскад усиления напряжения, меньше емкость - шире полоса пропускания усилителя и больше запас устойчивости.
Транзистор на радиаторе обеспечивает достаточно точную термостабилизацию.
Благодаря малой входной емкости предвыходного каскада первый (и единственный полюс в этой схеме) далеко за звуковой полосой.
На TL431 в источнике тока входного каскада падает 5 вольт, в предвыходном - порядка 6 вольт.

Маленькая рассеиваемая мощность на предвыходных транзисторах? Так мы можем сами регулировать ток покоя преддрайвера номиналом межэмиттерного резистора... Или я чего-то не понимаю? А то что сам преддрайвер нужен - согласен, вот только входная ёмкость УТ будет определяться не столько собственной ёмкостью биполярных транзисторов, сколько приведённой ёмкостью полевиков (равной ёмкость выхода поделить на К передачи тока базы преддрайвера). Итоговая входная ёмкость будет сумма приведённой и собственной ёмкостей. А термостабилизация инерционна, плюс дополнительная ёмкость монтажа и сложности настройки точной компенсации изменения Uзи у полевиков. А вот с двухтактной схемой на каждый выходник - не понял преимуществ, чем хуже обычная?

[Александр Котов]

Уменьшая резистор, мы увеличиваем скорость разряда емкостей затвора выходников. Но и увеличиваем рассеиваемую мощность. К тому же скорость заряда и разряда различны в схеме с резистором, что дает дополнительные искажения. Уменьшается так же влияние того фактора, что N-канальный и P- канальный полевики имеют разные входные емкости обычно.
Термостабилизация не вызывает проблем, я бы сделал любой сложности, было бы нужно.
Кстати, если с двумя дифкаскадами решили делать схему (а это лучший входной каскад всё же), то могу посоветовать ставить конденсатор для динамической симметрии усилителя, как у меня стоит С2 в следующей схеме: http://akotov.narod.ru/amp.html
Симулятор ни каких изменений при этом не показывает, а на слух лучше. Это компенсирует неидентичность транзисторов PNP и NPN структур и токов через них.
По поводу токов через транзисторы входного каскада: если на резисторах в эмитерных цепях падает напряжение, большее амплитуды входного напряжения усилителя, то дальнейшее увеличение тока или величины этих резисторов уже не сказывается на звуке. Это, в первую очередь, слышно на усилителях без ООС.

[Антиламповик]

Уменьшая резистор, мы увеличиваем скорость разряда емкостей затвора выходников. Но и увеличиваем рассеиваемую мощность. К тому же скорость заряда и разряда различны в схеме с резистором, что дает дополнительные искажения. Уменьшается так же влияние того фактора, что N-канальный и P- канальный полевики имеют разные входные емкости обычно.
Термостабилизация не вызывает проблем, я бы сделал любой сложности, было бы нужно.

А если просто поставить конденсатор между затворами (как в приведённой выше схеме)? Тогда скорости будут одинаковыми и достаточно большими не зависимо от резистора между эмиттерами (за счёт низкого выходного сопротивления преддрайвера). А термостабилизации обычно плохо работают при токах покоя больше 200-300 мА. Да и можно обойтись вообще без них при латеральных полевиках.

Добавлено через 11 минут

Кстати, если с двумя дифкаскадами решили делать схему (а это лучший входной каскад всё же), то могу посоветовать ставить конденсатор для динамической симметрии усилителя, как у меня стоит С2 в следующей схеме: http://akotov.narod.ru/amp.html
Симулятор ни каких изменений при этом не показывает, а на слух лучше. Это компенсирует неидентичность транзисторов PNP и NPN структур и токов через них.
По поводу токов через транзисторы входного каскада: если на резисторах в эмитерных цепях падает напряжение, большее амплитуды входного напряжения усилителя, то дальнейшее увеличение тока или величины этих резисторов уже не сказывается на звуке. Это, в первую очередь, слышно на усилителях без ООС.

По-поводу конденсатора в ДК - очень интересное решение , я вредный, ещё поковыряю его. А падению напряжения на резисторах ДК - верно, но ведь обычно в ООС-ных усях оно намного меньше входного напряжения и любое запаздывание сигнала ООС приводит к перегрузке.

[Sagittarius]

Ку грубо говоря зависит от номиналов эмиттерных резисторов (150 Ом - это в общем не большая величина, поэтому усиление не меньше обычного), а вот перегрузочная способность - от падения напряжения на этих резисторах, которое задаётся током покоя. Потому я для получения большой перегрузочной способности не увеличивал номиналы резисторов, а поднял ток покоя. И TIM искажения возникают при перегрузке входных каскадов при запаздывании ООС, тут перегрузка невозможна даже при бесконечном запаздывании, поэтому от них всё-же избавляюсь.

Ку ДК задан не только Rэ ДК, но и rэ=25 мВ/ Iк, где 25 мВ - тепловое напряжение, Iк - в мА. rэ включено последовательно с Rэ. В даном случае rэ=0,8 Ом (для УМЗЧ по первой ссылке) и невелико по сравнению с Rэ. Если даже Iк изменить в 3 раза в любую сторону, то rэ=0,27...2,4 Ома и будет то же самое: Rэ>>rэ. Всё же о полном избавлении от ТИМов речь идти не может. Только проявляются они не заметным любому аудиофилу старорежимным "жестяным" звучанием, а повышением уровня шума на сложных местах фонограммы с большим "скоплением" ВЧ-сигналов. Поскольку они проявляются на ВЧ, зависят от характеристик УН на ВЧ, то и ликвидировать их надо в собственном логове, ВЧ-коррекцией.

[Johny]

С точки зрения устоичивости усилителя с ОООС вы правы, но с точки зрения искажений думаю, что нет. Дело в том, что чем в более дальних каскадах вы вводите первый полюс, тем с бОльшими ВЧ сигналами работают предыдущие каскады.

Рассмотрение во временной области и в частотной области, в рамках линейной модели, для любого усилительного устройства, взаимно-однозначно связано между собой через преобразование Лапласа. Поэтому можно заменить рассмотрение во временной области на исследование АЧХ петлевого усиления. При этом, конечно, рассматриваются усилители правильно спроектированные с точки зрения устойчивости, с заведомо апериодическим переходным процессом, а следовательно, с достаточным запасом по фазе. С этой точки зрения, безразлично, где находится каскад с самой низшей частотой среза - в начале усилителя или в конце.
Пока рассмотрение проводится в рамках линейной модели - необходимо рассматривать перегрузку в точке суммирования. Для усилителя с общей ООС - это вход первого каскада. Как только сигнал в точке суммирования выйдет за пределы допустимого линейного участка – устройство перестает быть линейным, а рассмотрение должно быть перенесено во временную область.
А дальше собственно и не важно, какой каскад войдет в насыщение, первый, второй или двадцатый и начнется процесс зарядки какой-то емкости по закону максимально возможной для данного усилителя скорости нарастания и потеряется смысл понятия «время установления». Для линейного, во временной области, усилителя только «время установления» и имеет смысл, а «скорость нарастания» характеризует процесс выхода усилителя из состояния насыщения, а время выхода будет также зависеть и от амплитуды сигнала в точке, где происходит зарядка емкости. Отсюда и следует зависимость времени выхода усилителя из состояния насыщения от амплитуды сигнала. Чем больше амплитуда сигнала, тем дольше будет выход из насыщения.
В это время цепь ООС разомкнута – возникают TIM-искажения.

Ку ДК задан не только Rэ ДК, но и rэ=25 мВ/ Iк, где 25 мВ - тепловое напряжение, Iк - в мА. rэ включено последовательно с Rэ. В даном случае rэ=0,8 Ом (для УМЗЧ по первой ссылке) и невелико по сравнению с Rэ. Если даже Iк изменить в 3 раза в любую сторону, то rэ=0,27...2,4 Ома и будет то же самое: Rэ>>rэ. Всё же о полном избавлении от ТИМов речь идти не может…
…Поскольку они проявляются на ВЧ, зависят от характеристик УН на ВЧ, то и ликвидировать их надо в собственном логове, ВЧ-коррекцией.

Собственно, вот и ответ.
Это достигается полюсно-нулевой компенсацией - часто называемой коррекцией на опережение.
Best regards, Johny.

[Nick]

в рамках линейной модели

В рамках линейной модели говорить о нелинейных искажениях не совсем корректно. Или точнее не совсем правильно (или совсем неправильно ) использовать линейную модель для анализа нелинейных искажений.

Добавлено через 8 минут

А дальше собственно и не важно, какой каскад войдет в насыщение

Для того чтобы возникли (или стали бОльшими) искажения необязательно каскадам входить в насыщение, иногда достаточно чтобы они работали с большими сигалами, ВЧ особенно. Нужно просто проанализировать с какими сигналами работают какие каскады, в зависимости от того где находится коррекция, и тогда станет понятно почему искажения могут быть разными.

Добавлено через 8 минут

часто называемой коррекцией на опережение.

Коррекция на опережение "сьедает" часть полезного усиления, она не даётся даром тоже. А Saggitarius говорит о коррекции второго полюса на входе, или как он её вполне логично называет - ППК. Хотя все эти названия - частные случаи...

[Johny]

В рамках линейной модели говорить о нелинейных искажениях не совсем корректно...
...Для того чтобы возникли (стали большими) искажения необязательно каскадам входить в насыщение, иногда достаточно чтобы они работали с большими сигалами, ВЧ особенно...

Ничего не мешает допустить небольшую нелинейность. Если вспомнить о том, что в усилителях звуковой частоты достигаются очень высокие показатели линейности – 0,01% и ещё меньше, тогда все допущения о линейности модели усилителя при анализе оправданы. Да, собственно это типовой приём математического анализа для систем с малой нелинейностью.
Большой сигнал «по ВЧ» говорит только о коротких фронтах исходного сигнала, но не обязательно о большой амплитуде сигнала.

Коррекция на опережение "сьедает" часть полезного усиления, она не даётся даром тоже. А Saggitarius говорит о коррекции второго полюса на входе, или как он её вполне логично называет - ППК. Хотя все эти названия - частные случаи...

Да ничего «коррекция на опережение» не съедает. Как и любая другая коррекция.
По-поводу насыщения каскадов – это всего лишь для иллюстрации. Достаточно выйти за пределы линейности по заданному критерию – и тогда точность линейного рассмотрения становится иллюзорной, или даже неправильной.
Best regards, Johny.

[Nick]

Да ничего «коррекция на опережение» не съедает.

Может я не совсем корректно выразился, но для того чтобы её ввести нужно иметь запас усиления, пускай даже потенциальный. Иначе придётся снизить усиление, очень вероятно в усиливаемом (звуковом) диапазоне.

Добавлено через 3 минуты

Достаточно выйти за пределы линейности по заданному критерию – и тогда точность линейного рассмотрения становится иллюзорной, или даже неправильной.

Несовсем понял, что значит точность линейного рассмотрения. Если мы принебрегаем искажениями, то мы несможем их расчитать. В усилителях они малы это правда, но зачастую они малы только с ООС, а без могут быть относительно большими. К тому же мы то и боремся с этими малыми величинами. Если вы считаете, что искажения возникают только вследсвии ограничения - то это не совсем так, точнее это не единственный их источник и не главный. В более менее правильно спроэктированных усилителях каскады вообще в ограничения невходят до максимальной мощности.
Даже если считать, что искажения возникают только из-за ограничения входных каскадов, то от места и характеристик коррекции очень зависит амплитуда сигнала в суммирующей точке, так как в ней присутствуют все виды искажений, в том числе фазовые. Если к примеру сделать первый полюс за пределами усиливаемого диапазона, то это снизит амплитуду в суммирующей точке, как впрочем и установка коррекции на вход тоже частично может это сделать.

Я понял, вы говорите только за TIM, я за другие виды . Говорить о TIM со скоростями наростания современных усилителях >100V/uS невижу большого смысла.

[Sagittarius]

С этой точки зрения, безразлично, где находится каскад с самой низшей частотой среза - в начале усилителя или в конце.

На практике, если fср1 задана не на выходе УН, усь хоть выбрасывай или доделывай. Только при коррекции на выходе УН эта частота и коррелирующая с ней скорость максимальны. См. СЛ.
http://adsh.ukrweb.net/radiohobby/viewtopic.php?id=1031

А дальше собственно и не важно, какой каскад войдет в насыщение, первый, второй или двадцатый и начнется процесс зарядки какой-то емкости по закону максимально возможной для данного усилителя скорости нарастания

Не важно с той точки зрения, что где-то он должен быть, перегруженный каскад, и он будет. Но вот с точки зрения доводки уся - КРАЙНЕ ВАЖНО знать врага в лицо.

В это время цепь ООС разомкнута – возникают TIM-искажения.

Эти искажения вызываются не ЖЁСТКОЙ перегрузкой УН, как в случае попытки получения киловатта мощности от плохо разработанного УМЗЧ с УН Холтона, нагруженного на ПТ-ВК с большой Свх и отсюда малой V=6 В/мкс. Сейчас уси пошли получше. Но и в них 0,1 % собственной линейности до охвата ООС означает, что из Uвых=40 В на входе каскада, внёсшего ПЕРВОискажения, может (или ДОЛЖНЫ, а не могут из-за Скорр) возникнуть до 40 мВ компенсирующего сигнала - тех же гармоник. Это мягкая перегрузка, она НЕМНОГО выбивает УН из колеи, слышна как шум и ею пренебрегают. А здря.

Это достигается полюсно-нулевой компенсацией - часто называемой коррекцией на опережение.

А вынесенную на вход цепь коррекции чёрт ещё знает, как следует величать . Усиление она уменьшает - но там, где оно не нужно и даже ВРЕДНО (например, для ВВ со 100 В/мкс - минимум с 400 кГц, 20-я гармошка частоты 20 кГц, норма - с 4 МГц, 200-я гармошка), выбросы гасит как внешние, так и внутренние - по всем признакам это типичная коррекция на запаздывание. Но она вне петли ООС, и очевидно, что фаза ВЧ-сигнала, поданного от входа не-И УМЗЧ и идущего по ней на И-вход, ОПЕРЕЖАЕТ фазу такого же, прошедшего по схеме усилителя и возвратившегося по цепи ООС. Также, когда по цепи ООС приходит сигнал с ВЧ-составляющими гармоник - а это тот случай, на который она и рассчитана - это тоже цепь коррекции на опережение.

Добавлено через 33 секунды

Большой сигнал «по ВЧ» говорит только о коротких фронтах исходного сигнала, но не обязательно о большой амплитуде сигнала.

И то, и другое одинаково плохо: или маленький ВЧ, или большой НЧ-сигналы могут перегрузить каскад совершенно аналогично.

Да ничего «коррекция на опережение» не съедает. Как и любая другая коррекция.

"Съедает" Ку на ВЧ коррекция на отставание по фазе. Коррекция на опережение - добавляет. Она или обходит на ВЧ верхнее плечо какого-то делителя сигнала, как в ВВ (СЛ) R6С6 / эмиттерный переход транзистора с ОБ, или уменьшает глубину местной ООС, как в ДК УМЗЧ Матти Оталлы.

[Nick]

Коррекция на опережение - добавляет, она или обходит на ВЧ верхнее плечо какого-то делителя сигнала, как в ВВ (СЛ) R6С6 / эмиттерный переход транзистора с ОБ, или уменьшает глубину местной ООС, как в ДК УМЗЧ Матти Оталлы.

Если есть что обходить, или местная ООС - значит есть запас по усилению. Потенциально это усиление там было. Возмите к примеру два ОУ или ИНУНы, соедините их последовательно, введите общую ООС для них и попробуйте поставить (между ними например) коррекцию по опережению и коррекцию на отставание. Посмотрите АФЧХ...

[Johny]

Вот ещё пример, правда старенький, примерно 15...17-летней давности.
Повторитель напряжения инвертирующий на ОУ типа 544УД2А.
На входе 10 кОм. в ООС - 10 кОм.
"+"-вход на земле.
От "-"-входа до земли цепь коррекции из двух элементов: резистор 405 Ом и конд. 0,2 мкФ.
На вход подается "меандр" с амплитудой = 1 В и фронтом 100 nS частотой 1 кГц. Нагрузка 2,2 кОма.
Результаты:
Время установления = 200 nS
Выброс напряжения в точке суммирования 28 mV.
THD на 1 кГц при 1 В около -100 дБ (примерно 0,0014 %).
То же для случая с усилением 5,1 (резистор в цепи ООС = 51 кОм).
Цепь коррекции: 180 Ом + 1 nF.
Выброс только 15,8 mV, но время установления уже 360 nS. Данных по THD не сохранилось.
Из легко доступных источников, можно посмотреть статью С. Агеева "Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС" - Радио, 1999, N11, с.14. (Рис. 6.).
Вполне достаточный анализ для иллюстрации обсуждаемого здесь.
Вообще-то, из опубликованного в доступных источникох, этот усилитель (С. Агеева) наверно будет лучший.
Best regards, Johny.

[Sagittarius]

Nick, а поставь впереди сабжевого УНа ОУ и посмотри: не получился ли СЛ? Токи там надоть увеличением эмиттерных резиков ДК еговый Ку уменьшить до 160 раз и ввести коррекцию на опережение меж эмиттеров ДК. Это решение немного лучше СЛ-ВВшного потому, что тот разогнутый ДК, который применили Сухов и Агеев, самый нелинейный из всего нелинейного, а традиционный - линеейнее, только мороки с ИСТ и элементов чуть больше.

Johny, пример с К554уд2 немного неправильный. Надо перегрузки ВНУТРИ УН смотреть. Снаружи, на выходе, выбросы будут намного меньшими ввиду интеграции на узле fср1.

[Johny]

Надо перегрузки ВНУТРИ УН смотреть. Снаружи, на выходе, выбросы будут намного меньшими ввиду интеграции на узле fср1.

Усилитель проверялся на TIM-искажения по методике M. Otala на двойном сигнале: 3,18 кГц меандр + 15 кГц синус. В выходном спектре продуктов природы "TIM" не обнаружено.
Best regards, Johny.

[Sagittarius]

Читал о такой.

Хороший меандр гармоник содержит немеряно, хотя бы и f1=3,18 кГц. Лишь бы на вид фронты крутые были. Всё же я - за углублённое изучение УН "изнутри": пока глазами не увижу, пока руками не потрогаю - ничему не верю.

Добавлено через 37 минут
Первоначально подобная схема предлагалась в УН зуевского уся. Но местная братва бдела не по-детски и просекла измену на раз: низкая термостабильность. Немного подумавши, можно измену пресечь:

http://i042.radikal.ru/0712/d2/ae347031892a.gif



Здеся:

R1 = UбэVT4 / Iк VT1

R5 = UбэVT5 / Iк VT4 (Iк VT5 = Iк VT4)

КуДК = R1 / (R2 + R4)

Ку ВК УН = R7 (или Rн УН) / R5

Выигрыш в усилении по сравнению с исходником равен отношению токов VT1 и VT4. С точки зрения АЧХ нежелательно увеличивать R1 более 1 кОма: fср узла = 1 / 6,28 х 20 пик х R1 - должна быть не ниже 10...20 МГц.

Для симметричного УН Ку удваиваеется.

[Johny]

Всё же я - за углублённое изучение УН "изнутри": пока глазами не увижу, пока руками не потрогаю - ничему не верю.

Вот, например, очень хороший источник:Лурье Б.Я. Максимизация глубины обратной связи в усилителях - М.; Связь, 1973.
Best regards, Johny.