УМЗЧ на ВЧ и СВЧ транзисторах с малыми нелинейными искажениями

[Mepavel]

Введение

Скрытый текст

Вступление

Скрытый текст

Идея данной разработки возникла с тех пор, как я почувствовал существенную разницу в звучании операционных усилителей (ОУ). Так например, после замены в темброблоке ОУ К544УД2 на LM833 для меня открылся совершенно другой уровень качества звучания. А именно высокая детальность и читаемые «верхи». В свою очередь следующим моим этапом была замена LM833 на LM4562. Последняя микросхема обеспечивала превосходное, чистое и прозрачное звучание без малейшего намёка на искажения. Причём если поставить ручки тембра в средние положения, то услышать разницу звучания с темброблоком и без него практически невозможно. Чего нельзя сказать о LM833 (и уж тем более микросхемах отечественного производителя). В средних положениях ручек тембра наблюдалось бедное (серое) звучание, с заметной потерей прозрачности.
Что касается усилителей мощности, то самым прилично звучащим (хоть и неудачным) в моей практике я считаю усилитель на ОУ с раскачкой по шинам питания, где в качестве драйвера использовалась микросхема OP27 от Analog Devices. Даже 60-ти ваттный усилитель на LM49810 звучал заметно хуже. LM3886 вообще ничем не порадовала, кроме как простотой схемы включения.

[свернуть]

Какой звук усилителя можно считать качественным?

Скрытый текст

Я слушаю больше рок-музыку. Поэтому применительно к ней выскажу два требования для усилителя:
1. Чистые и чёткие высокие частоты.
2. Малые гармонические составляющие.
Эти требования по идее должны способствовать читаемости и уменьшению «песка» (грязи) в звуке.

[свернуть]

В чём секрет высококачественных звуковых ОУ?

Скрытый текст

Насколько я понимаю – увеличение граничной частоты и линеаризация передаточной характеристики, нередко сопровождающаяся большим усилением на постоянном токе при разомкнутой ООС.

[свернуть]

[свернуть]

Текущая версия проекта

Скрытый текст

Усилитель V7_Audio_Amp_RF_T

Электрическая схема УМЗЧ и результаты виртуальных испытаний в MicroCap 9

Схема изначально базировалась на классическом УМЗЧ с раскачкой по шинам питания. В качестве драйвера использовалась нелинейная модель ОУ OP37.
Выходной каскад (ВК) было решено делать только на быстродействующих DMOS транзисторах, включённых по схеме c общим истоком. Такое построение ВК должно обеспечивать больший КПД усилителя и устойчивость (думаю многим известно, что схемы истоковых (да и эммитерных) повторителей склонны к самовозбуждению).
Но как оказалось не всё так просто. Чтобы обеспечить высокую граничную частоту усилителя, необходимо добиться минимальной задержки прохождения сигнала, через весь тракт. В данном случае OP37 уже обеспечивал большую задержку, в добавок он не имеел выводов коррекции. Поэтому в конечном итоге пришлось отказаться от использования микросхем.
Далее оказалось большой проблемой раскачать затворы полевых транзисторов в ВК (IRF530 и IRF9530), поэтому пришлось использовать двухтактные двухкаскадные эмиттерные повторители на BFQ19+BFQ149 и BD139+BD140.
Драйвер усилителя выполнен на маломощных СВЧ транзисторах с граничной частотой >= 5 ГГц. Благодаря этому обеспечивается достаточное быстродействие и чувствительность на высоких частотах.

Результаты моделирования

Тестовые условия: напряжение питания - +/-33 В; нагрузка - активная 4 Ома; средняя синусоидальная мощность 110 Ватт; пиковая мощность - 220 Ватт.

АФЧХ усилителя с открытой обратной связью в 3-х критических точках выходного напряжения v(OUT) {-29V, 0, +29V}

Гармонические составляющие на частоте 1 кГц и 10 кГц, дБ

Интермодуляционные искажения (сигналы 7 кГц и 50 Гц в соотношении 1:1, пиковая мощность 220 Ватт)

Основные параметры усилителя:

• Напряжение питания - двухполярное +/- 33 В
• Номинальное сопротивление нагрузки – 4 Ома
• Номинальная выходная (средняя синусоидальная Ps) мощность – 110 Ватт
• Коэффициент усиления по напряжению - 30 раз
• Коэффициент усиления по напряжению с разомкнутой ОС - 105 дБ (180 000 раз)
• Уровень гармонических составляющих на частоте 1 кГц и мощности 110 Вт – минус 100 дБ (0,001%)
• Уровень гармонических составляющих на частоте 10 кГц и мощности 110 Вт – минус 81 дБ (0,009%)
• Уровень интермодуляционных составляющих (при 7 кГц и 50 Гц (1:1) в пике огибающей 140 Ватт) – минус 94 дБ (0,002%)
• Входная ёмкость - 1 пФ
• Частота единичного усиления (Ft) - 30 МГц
• Запас по фазе (при Ku=30) - 46 - 68 градусов

[свернуть]

Архивные варианты усилителей

Скрытый текст

Один из первых удачных вариантов Audio_Amp_RF_T

Скрытый текст

Основные файлы проекта: Audio_Amp_RF_T_CIR.zip, Audio_Amp_RF_T_PDF.zip

Электрическая схема УМЗЧ и результаты виртуальных испытаний в MicroCap 9

Основные параметры усилителя:

• Напряжение питания - двухполярное +/- 33 В
• Номинальное сопротивление нагрузки – 4 Ома
• Номинальная выходная (средняя синусоидальная Ps) мощность – 70 Ватт
• Коэффициент усиления по напряжению - 30 раз
• Коэффициент усиления по напряжению с разомкнутой ОС - 124 дБ (1,63*10^6 раз)
• Уровень гармонических составляющих на частоте 1 кГц и мощности 70 Вт – минус 105,8 дБ (0,00051%)
• Уровень гармонических составляющих на частоте 10 кГц и мощности 70 Вт – минус 99,4 дБ (0,0011%)
• Уровень интермодуляционных составляющих (при 7 кГц и 50 Гц (1:1) в пике огибающей 140 Ватт) – минус 90.5 дБ (0,0030%)
• Входная ёмкость - 1 пФ
• Частота единичного усиления (Ft) - 10-12 МГц
• Фазовый сдвиг на частоте Ft - 135 градусов

[свернуть]

Внимание!!! В SPICE модели BFQ149 допущена ошибка. Указан неправильный тип транзистора в подсхеме.
Поэтому выложил исправленный файл библиотеки ph_rfdev.lib (лежит в архиве). Его нужно кинуть в папку MC9\LIBRARY (разумеется по желанию свой файл можно сохранить в отдельном месте).

[свернуть]

Достоинства усилителя

Скрытый текст

• Маленькая входная ёмкость (следовательно малое влияние её нелинейности)
• Высокая частота среза
• Высокая линейность
• Большой КПД
• Питание от одного двухполярного источника
• ВК на полевых транзисторах по схеме с ОИ

[свернуть]

Интересные результаты моделирования и варианты схем усилителя

Скрытый текст

• АФЧХ одного из первых вариантов усилителя - #105
• АФЧХ моего дискретного аналога AD797 - #107
• АФЧХ популярной микросхемы LM3886 - #166
• Демонстрация прокачки большой входной ёмкости DMOS-транзисторов - #254
• ViktKors исследует АФЧХ выходного каскада - #281
• Как «подзванивает» истоковый повторитель - #294
• Большие фазовые задержки классической схемы УН+Повторитель - #302
• Как ООС позволяет решить проблему фазовых задержек в УН - #310
• Вариант усилителя, в котором выходной каскад (ВК) - истоковый повторитель, а УН охвачен резистивной ООС по постоянному току - #324
• Исследование меандром 100 кГц. Демонстрация плохой устойчивости этого усилителя при больших амплитудах выходного напряжения - #326
• Первые шаги к построению концепции быстродействующих усилителей, в которых ВК на полевых транзисторах по схеме с ОИ - #338

[свернуть]

Список изменений

Скрытый текст

По второй версии усилителя

Скрытый текст

Дата 29.07.2011

• Уменьшено напряжение питания драйвера до +/-10, чтобы увеличить запас по пробивному напряжению СВЧ транзисторов.
• В усилителе произошла замена СВЧ транзисторов на самые доступные и подходящие:
  Комплиментарная пара NPN BFR92A + PNP BFT92.
  (Pd=300 мВт, Uкб = 20В, Ik= (25-35) мА, Cэ= (0.8-1.2) пФ, Cк= (0.8-1.2) пФ, Ft=5 ГГц, Корпус - SOT-23)
  И NPN BFQ19 + PNP BFQ149
  (Pd=1000 мВт, Uкб = 20В, Ik= 100 мА, Cэ= (4-5) пФ, Cк= (1.6-2) пФ, Ft=(5-5.5) ГГц, Корпус - SOT-89)
• Введена термокомпенсация тока покоя выходных каскадов в диапазоне температур -20 - 85 градусов. Ток покоя (20-80 мА)
• Оптимизирована схема драйвера на базе AD797 и получен уровень THD+IMD меньше минус 115 дБ (0.00017%) (файл MicroCap прилагается )
• Коэффициент усиления по напряжению с разомкнутой ОС - 124 дБ (измерялось на 100 Гц)

[свернуть]

[свернуть]

[Slava!!!]

В эмиттеры входного дифкаскада невредно добавить резисторы. В АД797 их не ставили для минимизации шума, что в УМЗЧ не столь актуально. Зато приветсвуется масимальная линейность и нагрузочная способность входного дифкаскада. Кстати, от нее зависит напрямую и скорость нарастания выходного напряжения.
.

Мне непонятно какая там перегрузочная способность, если входное напряжение не более 0.8 В, а максимальное напряжение обратной связи не может превысить 1,1 В (просто упрётся в питание)? Напряжения 0.8+1.1 В даже недостаточно, чтобы пробить эмиттерные переходы транзисторов диф. каскада.
P.S. Вы хотите сказать, что эмиттерные резисторы повышают быстродействие? Безусловно можно попробовать помоделировать с этими резисторами, но жалко усиление.

Теория сего вопроса - у Шкритека, главы 3.4 - 3.6 (стр. 36 и далее).

https://forum.vegalab.ru/downloads.php?do=file&id=87

[Mepavel]

Это как раз чревато динамическими искажениями. Может оно и ничего в конкретной разработке, но если сделать наоборот, т.е. в конец поставить каскады побыстрее, а в начало помедленнее, то результат намного лучше.

Да я бы с радостью, но где взять комплементарные СВЧ DMOST. Знаю, одну только контору. Да и оба транзистора обойдутся в 1000$. Не готов я на такое! IRF стоят намного дешевле!

доминировать будут ИМХО коммутационные эффекты по полной программе.

Не путайте биполярные транзисторы с полевыми. Поверьте на частоте 15 МГц при выходном напряжение 0.8 В всё будет идеально. Ничего не сгорит. Если что будет защита по току. Да и монтаж, схемотехника СВЧ - генерация исключена.

У меня не то чтобы предвзятость, но если какой-то параметр нет проходит, то лучше не лезть, не пытаться его обойти. 70 нс тока 6.5 А на нагрузку 50 Ом, по даташиту. Не так далеко от диапазона рабочих токов УМЗЧ.

Вы извините не те праметры смотрите. Там основные испытания на нагрузку 3.9 Ома (у нас 4 ома) при управлении с резистором в 12 Ом в затворе. Даже в таком включении обеспечивается 12 ампер на 7 МГц если пересчитать, но нам то и столько не надо. Задержки не больше 6-8 нс. Как и показывает моделирование в микрокапе. У нас же на этих частотах токи куда более скромные и задержки мизерные, так что я эксплуатирую данный транзистор в очень щадящем режиме. IRF530 по быстродействию в 2-2.5 раза лучше, так что о нём вообще не стоит переживать.

[fakel]

Хм… рекомендую ознакомиться с автогенератором по трёхточечной схеме. Видимо Вы мало работали с DMOST.

Достаточно работал и с DMOST и с IGBT
Это решаемо если Rвых драйвера - емкостное.

И к Вашему удивлению увидите интересные картинки.

Меня в звукоусилении уже ничем не удивишь.

Интересный ответ. Чем Вам мой полюс не нравится?)

Интересный вопрос ;) Как может нравиться-не нравится полюс?

Интересно, кто-нибудь повторял его измерение.

www.stalker-lab.ru/forum Жуковский aka Saggitarius обмерил его вдоль и поперек. Еще Агеев (Sia_2)

Это с чего это вдруг? Ток стока будет «помогать», Вы наверное это не учитываете? Считаете, что входная ёмкость равна Cси + Сзи ?

Причем тут ток стока? Сзи - находится под синфазным напряжением и почти не проявляется. А вот Сси - вообще выходная. Единственное, что нагружает драйвер - это Сзс (разумеется, если ВК - истоковый повториитель)

---------- Добавлено в 16:15 ---------- Предыдущее сообщение в 16:12 ----------

Причем один полюс не может дать фазовую задержку больше чем 90

А сколько полюсов у Вас?

---------- Добавлено в 16:18 ---------- Предыдущее сообщение в 16:15 ----------

Как известно, в этом случае падение напряжения на диоде линейно зависит от температуры.

И ЛОГАРИФМИЧЕСКИ от тока, протекающего чере него

[Mepavel]

Теория сего вопроса - у Шкритека, главы 3.4 - 3.6 (стр. 36 и далее).

https://forum.vegalab.ru/downloads.php?do=file&id=87

Спасибо большое, очень хорошая книга. Внимательно прочитал! Но в моём усилителе нет факторов, приводящих к его перегрузке! Просто исключено возникновение опасных токов через эмитерные переходы биполярных транзисторов.

---------- Добавлено в 14:53 ---------- Предыдущее сообщение в 14:23 ----------

Достаточно работал и с DMOST и с IGBT
Это решаемо если Rвых драйвера - емкостное.

Да речь идёт даже не о ёмкостном Rвых, и на активную нагрузку хорошо генерит. Самый простой способ – подбор резистора последовательно с затвором. Это заметно снижает добротность колебательной системы, но и негативно сказывается на быстродействии (появляются задержки). Причём даже с резистором в затворе нет гарантии, что генерация не возникнет на какую-нибудь комплексную нагрузку. Так что с истоковыми повторителями нужно умело обращаться!

Причем тут ток стока? Сзи - находится под синфазным напряжением и почти не проявляется.

А за счёт чего по вашему Сзи находится практическим под синфазным напряжением? Благодаря току стока, который «подтягивает» исток за затвором)

А вот Сси - вообще выходная. Единственное, что нагружает драйвер - это Сзс (разумеется, если ВК - истоковый повториитель)

Мне интересно, где Вы это прочитали? Да, проходная Сзс ёмкость непосредственно нагружает вход истокового повторителя. Но в DMOS транзисторах она обычно на порядок (и) меньше входной. Не стоит забывать, что с ростом тока стока, будет увеличиваться падение напряжения Ucи, т.е. будет происходит зарядка ёмкости Cзи. Таким образом Сзи и Сси будут давать вклад в общую входную ёмкость, хоть и не в полном объёме.

А сколько полюсов у Вас?

Видимо не один) Полюс даёт почти каждый элемент схемы.) ВК – тоже полюс!

И ЛОГАРИФМИЧЕСКИ от тока, протекающего чере него

Кто бы спорил… Id=I0*[exp(q*u/kT)-1). Не понял причём здесь ужасная нелинейность на термокомпенсирующих диодах?

[fakel]

Да речь идёт даже не о ёмкостном Rвых, и на активную нагрузку хорошо генерит.

Я про емкостное Rвых ДРАЙВЕРА, с таким - не генерит.

Так что с истоковыми повторителями нужно умело обращаться!

Не все так страшно

А за счёт чего по вашему Сзи находится практическим под синфазным напряжением? Благодаря току стока, который «подтягивает» исток за затвором)

На холостом ходу тока стока нет, а затвор все равно подтягивается

Но в DMOS транзисторах она обычно на порядок (и) меньше входной.

Одного порядка

Не стоит забывать, что с ростом тока стока, будет увеличиваться падение напряжения Ucи, т.е. будет происходит зарядка ёмкости Cзи.

Да, коэфф-т передачи повторителя меньше 1. Но это мелочь - при Ку=0.9 Сзи экв=(1-0.9)=0.1Сзи

Не понял причём здесь ужасная нелинейность на термокомпенсирующих диодах?

Ну да, ну ужас, но не ужас-ужас-ужас (с), Просто не стоит вносить в тракт дополнгительные нелинейности тем более высоких порядков.

---------- Добавлено в 17:17 ---------- Предыдущее сообщение в 17:16 ----------

Видимо не один) Полюс даёт почти каждый элемент схемы.)

Исчерпывающий ответ

[Mepavel]

Я про емкостное Rвых ДРАЙВЕРА, с таким - не генерит.

Зато ёмкостная нагрузка даёт дополнительную задержку. Поэтому лучше использовать цепочку Бушеро - резистор + ёмкость.

На холостом ходу тока стока нет, а затвор все равно подтягивается

Хм… становится уже не смешно. Уже и холостой ход пошёл в рассмотрение – причём под ним понимается оборванный исток (не понимаю к чему это)?
Я думал имеет смысл рассматривать только нагруженный истоковый повторитель.

Одного порядка

С каких это пор проходные ёмкости DMOS одного порядка с входными? Такой прибор усиливать ничего не будет на ВЧ. Вот даже IRF9530 – входная 860 пФ, проходная 93 пФ. Разница почти в 10 раз. В СВЧ транзисторах обычно 20-50 раз.

Да, коэфф-т передачи повторителя меньше 1. Но это мелочь - при Ку=0.9 Сзи экв=(1-0.9)=0.1Сзи

Вот и ответ на вопрос, проходная ёмкость Cзс одного порядка с 0.1Сзи. Так что вход истокового повторителя определяется как минимум входной и проходной ёмкостью, выходная ёмкость тоже будет оказывать влияние, но чуть меньшее.

Ну да, ну ужас, но не ужас-ужас-ужас (с), Просто не стоит вносить в тракт дополнгительные нелинейности тем более высоких порядков.

fakel, не стоит путать логарифм с экспонентой. В прямосмещённом диоде ток может меняться на порядки, а падение напряжение в 0,7 В будет изменяться по логарифмическому закону, т.е. совсем незначительно ) (речь идёт о термпокомпенсирующих диодах D7 и D8).

---------- Добавлено в 17:24 ---------- Предыдущее сообщение в 16:26 ----------

P.S. Добавлен меандр с частотой 10 кГц. На входе усилителя стоит ФНЧ первого порядка с fr 100 кГц (1 кОм + 1,59155 нФ). Пиковая мощность 140 Ватт на нагрузке 4 Ома.

[fakel]

Зато ёмкостная нагрузка даёт дополнительную задержку.

Никто и не собирается дополнительно грузить драйвер емкостью. Нужно сделать так, чтобы драйвер имел емкостное сопротивление

Вот и ответ на вопрос, проходная ёмкость Cзс одного порядка с 0.1Сзи.

Но в DMOS транзисторах она обычно на порядок (и) меньше входной.

Не путайте транзюк, лежащий на столе и включенный повторителем.

Хм… становится уже не смешно. Уже и холостой ход пошёл в рассмотрение – причём под ним понимается оборванный исток (не понимаю к чему это)?

К тому, что ток здесь как бы не при чем. Наоборот, он только ухудшает подтяжку из-за конечного Ку<1 повторителя

С каких это пор проходные ёмкости DMOS одного порядка с входными? Такой прибор усиливать ничего не будет на ВЧ

Запросто! Запитайте затвор от источника напряжения и миллер исчезнет!

fakel, не стоит путать логарифм с экспонентой.

А я и не путаю. Ваши попытки обвинить меня в некомпетентности врятли увенчаются успехом
Подайте синус на диод от источника тока и померьте (хотя бы в симуляторе) спектр напряжения на диоде.

[Mepavel]

Подайте синус на диод от источника тока и померьте (хотя бы в симуляторе) спектр напряжения на диоде.

Это какое-то парноидальное стремление линеаризовать милливольты, когда рядом стоит нелинейный DMOST без местных обратных связей и с размахом 4 вольта на затворе.))) Чувство порядка величины Вам надо вырабатывать. А то так можно слушать музыку через никелевые провода в формате MP3 128 кБит/44100 Гц на интегрированной звуковой карте и думать, что искажений стало существенно меньше. ;)

А я и не путаю. Ваши попытки обвинить меня в некомпетентности врятли увенчаются успехом

Хорошо Больше не будем предпринимать этих попыток!..

[fakel]

Это какое-то парноидальное стремление линеаризовать милливольты, когда рядом стоит нелинейный DMOST без местных обратных связей и с размахом 4 вольта на затворе.)))

Сравните порядок нелинейности диода (логарифм) и полевика (близкий к квадрату)

[VASILI]

Я слушаю больше рок-музыку.

интересно кто слушает рок на 30 ватах?

[Mepavel]

Сравните порядок нелинейности диода (логарифм) и полевика (близкий к квадрату)

Сравните сначала порядок величины нескольких мВ на диоде и нескольких вольт на затворе. Получается 1000 раз - это 60 дБ. И какой смысл учитывать такие погрешности в тракте охваченным глубокой ООС, если и так хватает источников искажения с уровнем на 60 дБ большим?
P.S. А как Вы решили оценивать порядок линейности. У полевого транзистора только на постоянном токе передаточная характеристика имеет квадратичный участок. В динамике всё выглядит значительно хуже. Так же учтите, что любую функцию можно считать линейной на участке с достаточно малым приращением. В частности на диоде как раз соблюдается малость приращений. )

---------- Добавлено в 01:32 ---------- Предыдущее сообщение в 01:26 ----------

интересно кто слушает рок на 30 ватах?

Мы слушаем Качественных 70 - 100 Ватт вроде хватает заглаза на стерео системе.

---------- Добавлено в 01:35 ---------- Предыдущее сообщение в 01:32 ----------

tomtit, крутость в том, чтобы этим проектом "уделать" по качеству звучания и КПД - усилители с развязанным питанием на биполярных транзисторах.

[fakel]

И какой смысл учитывать такие погрешности в тракте охваченным глубокой ООС, если и так хватает источников искажения с уровнем на 60 дБ большим?

В спорте высоких достижений учитывать нужно все, даже такую мелочь.

У полевого транзистора только на постоянном токе передаточная характеристика имеет квадратичный участок.

на постояннм токе (холостой ход) - практически линейна

---------- Добавлено в 04:00 ---------- Предыдущее сообщение в 04:00 ----------

Так же учтите, что любую функцию можно считать линейной на участке с достаточно малым приращением.

Это и ежу понятно

---------- Добавлено в 04:08 ---------- Предыдущее сообщение в 04:00 ----------

Получается 1000 раз - это 60 дБ.

Ток через диод - 15В/4.7к=3мА отсюда дифф сопро диода 26мВ/3мА=8 Ом. Резик 820 Ом - т.е. только 40дБ

[Mepavel]

на постояннм токе (холостой ход) - практически линейна

Ну вот опять холостой ход, постоянный ток... тема переводится на истоковый поторитель, которого в моей разработке нету. Хотя сначала речь шла о квадратичности передаточной характеристики полевого транзистора в схеме с ОИ.

Ток через диод - 15В/4.7к=3мА отсюда дифф сопро диода 26мВ/3мА=8 Ом. Резик 820 Ом - т.е. только 40дБ

Ток через резистор меняется примерно в 3 раза. Значит размах напряжения на диоде 26*3 = 72 мВ. Размах напряжения на затворе 4 вольта и того получается даже меньше 40 дБ. Из этих -40 дБ гармоники на диоде не больше -15 дБ. Т.е. получаем те же -55 дБ.
P.S. Убирал я диоды, и на икажения это никак не влияет. В реальной схеме их можно зашунтировать конденсатором.
P.S. C вашей дотошностью к линеаризации пора бы переходить на усилители без общей ООС. Там и проблем с фазовым набегом быть не должно.

[ViktKors]

крутость в том, чтобы этим проектом "уделать" по качеству звучания и КПД - усилители с развязанным питанием на биполярных транзисторах.

Ничего не понимаю.. Вам не будет сильно трудно объяснить как Вы собираетесь этого добиваться?

Вот смотрите, что получается если в свете этой Вашей фразы взглянуть на Вашу-же схему, возьмем выходной каскад:

Качество звучания до некоторой степени определяется банальными искажениями усилителя.
При заявленной полосе в 10-15 МГц (отвлечемся от того, что в Вашем-же cir-файле на АФЧХ петевого усиления она явно видна как 5.0 МГц) и спаде усиления 1-м порядком (вроде как это однозначно) на 20 кГц имеем подавление искажений в ~600 раз.
Вы явно амбициозны и скорее всего как необходимый уровень заявите что-то около 0.001% искажений. Т.е. усилитель до охвата ООС должен иметь нелинейность на уровне ~пол-процента.

Кстати, это как раз тот уровень искажений, что по Вашей оценке (скорее всего корректной) дают термостабилизирующие диоды (проедем с диодами - их два в противофазе). Но свое отношение к таким уровням искажений Вы именно на их примере и изложили: "И какой смысл учитывать такие погрешности" ..

ОК. Примем, что в этих искажениях, как оценках искажений остальных каскадов смысла нет.
Ваш оконечный каскад - схемка с общим истоком. Скажите, Вы верите, что такое включение транзистора на полной амплитуде обеспечит нелинейность в пол-процента??

Но ладно - помечтаем, предположим, что таки обеспечит.
Но ведь разные полуволны усиливаются разными транзисторами. На сколько? - пропорционально их крутизне.
Забудем пока об искажениях остального тракта. Скажите, Вы верите, что крутизна одного полевика совпадает с крутизной комплиментарного ему с точностью в процент (да еще и во всем диапазоне токов)?
Кстати, а как Вы оцениваете качество "сшивки" двух полуволн, получится там выйти на приемлемый уровнь линейности?

ОК. Ослабим условие комплиментарности (сделав то, что показывает Ваша схема!) - переведем усилитель в класс А. Будем полировать линейность. Но ведь это опять не стыкуется с тем, что Вы-же и заявили. Как, извините, "уделать по КПД" если ток потребления ампер 5?? 300 Ватт в режиме покоя, это с чем нужно сравнивать УНЧ, чтоб он оказался "уделывающим"??

Ну да ладно. И это забудем пока. Пусть у Вас есть идеально линейные полевики, которые еще и идеально комплиментарны, допустим. Но к вопросу о том-же КПД. Вы же наверняка знаете, как взлетают емкости переходов мощных полевиков, когда напряжение сток-исток становится вольт 5 (и тем более меньше). Неужели Вы верите, что усилитель отработает такой режим не моргнув глазом и это пройдет бесследно?
Так чего ради отказываться от куда более линейной схемы с общим стоком?

Вероятно вопросы можно расценивать как риторические...



P.S. Вот, грубый прием, прямо из farchild-овского датащита на IRF9530: ток через тразистор в зависимости от управляющего напряжения. Для наглядности оставил только зависимость для комнатной температуры и провел две параллельные красные линии. Скажите, Вы верите, что отклонения токовой зависимости от прямой составляют менее полупроцента??

А ведь там еще есть и "FIGURE 12. TRANSCONDUCTANCE vs DRAIN CURRENT"...

[AlexAV]

У Вас в схеме вместо IRF530 стоит IRF510.

[fakel]

Ток через резистор меняется примерно в 3 раза. Значит размах напряжения на диоде 26*3 = 72 мВ.

Ну вы и считаете!
Ток через утюг почти не меняется (ну постоянкой я его питаю) значит 220*0=0, только не пойму, а чего он такой горячий?

P.S. C вашей дотошностью к линеаризации пора бы переходить на усилители без общей ООС. Там и проблем с фазовым набегом быть не должно.

Переболел. Это как ветрянка только раз в жизни - потом надежный иммунитет

Ну вот опять холостой ход, постоянный ток... тема переводится на истоковый поторитель, которого в моей разработке нету.

Очень плохо, что нету. При чем тут повторитель? Нагрузите схему с общим истоком на источник тока - это и будет холостой ход.

Offтопик:
создается впечатление, что участь в институте и получив в общем-то неплохие знания, часть лекций Вы банально про...пустили, оттого и книжка Шкритека кажется Вам скрижалями Хогвардса

Ничего не понимаю.. Вам не будет сильно трудно объяснить как Вы собираетесь этого добиваться?

Скорее всего заявленные искажения будут на НЧ до 1кГц, за счет 3х каскадов усиления. На ВЧ глубина неизбежно упадет из-за коррекции или естественным (миллер)
путем. Осталось пристроить параллельный ВЧ-канал

[SashaNetrusov]

УМЗЧ на ВЧ и СВЧ транзисторах с малыми нелинейными искажениями

Схема на россыпи на СВЧ транзисторах с общей ОС в реале не будет работать. Только в микрокапе...

---------- Добавлено в 18:55 ---------- Предыдущее сообщение в 18:52 ----------

...Либо безООС , либо на интегральных усилителях и с параллельным каналом...

[Mepavel]

ViktKors, спасибо за подробный анализ!..

Качество звучания до некоторой степени определяется банальными искажениями усилителя.

Для меня уровень минус 85 дБ по интермодуляции и по грамоникам на 1-10 кГц за глаза. В реальности невозможно услышать на 1 кГц гармонику -90 дБ на частоте 2 или 10 кГц. Проводил много экспериментов. Заметно только при уровне -60 дБ и то с трудом. Допустим сам усилитель обеспечивает минус 80 дБ по гармоникам. Однако, если взять два усилителя искажениями в минус 80 дБ тот же LM3886 и усилитель у которого OP37 на входе, то разница в звучании будет очень существенная. У LM3886 абсолютно нечёткое звучание, не слышно мелких деталей!.. Оно и не мудрено, у него на 10 кГц усиления то почти нет!

При заявленной полосе в 10-15 МГц (отвлечемся от того, что в Вашем-же cir-файле на АФЧХ петевого усиления она явно видна как 5.0 МГц) и спаде усиления 1-м порядком (вроде как это однозначно) на 20 кГц имеем подавление искажений в ~600 раз.

Да как вы не понимаете, что нельзя такие вещи моделировать малосигнальным режимом?! В этом режиме, всё линеаризуется его можно использовать, если только на вход подавать микровольты.
Доверять можно только нелинейному анализу переходных процессов при использовании точных P-Spice моделей. И АЧХ и ФЧХ снимают только по нему. (неоднократно проверено на практике с реальными устройствами).
P.S. Если интересно, залейте новый файл схемы усилителя в MC. Посмотрите файл в приложении
Как видно 10-12 МГц частота единичного усиления при входном сигнале амплитудой 0,8В, фазовый сдвиг 135 градусов. Уже на 0,01В частота единичного усиления уходит под 40 МГц, но и фазовый сдиг уменьшается. Такое поведение характерно почти для любых ОУ, которыми я пользовался.

Вы явно амбициозны и скорее всего как необходимый уровень заявите что-то около 0.001% искажений. Т.е. усилитель до охвата ООС должен иметь нелинейность на уровне ~пол-процента.

Амбиции у меня получить, как я уже говорил минус 85 дБ, но с приличным усилением на 10 кГц. Главное добиться чёткого и прозрачного звучания, без потери деталей. Этому также способствуют малые ёмкости входных транзисторов (следовательно большее входное сопротивление на ВЧ). Т.е. не нужно ставить лишних буферов перед усилителем, которые дополнительно снижают детальность.

Кстати, это как раз тот уровень искажений, что по Вашей оценке (скорее всего корректной) дают термостабилизирующие диоды (проедем с диодами - их два в противофазе).

Я просто тихо ржу!..

Ваш оконечный каскад - схемка с общим истоком. Скажите, Вы верите, что такое включение транзистора на полной амплитуде обеспечит нелинейность в пол-процента??

Ещё больше ржу! В новой схеме усиление с разомкнутой ООС 124 дБ на 100 Гц.
А теперь, что касается тонкой линеаризации усилителя. Я так понял, большинство из вас верят, что линеаризовав по постоянному току усь, даже с неглубокой ООС он будет хорошо звучать? А Вы видели какие происходят искажения уже на 10 кГц в транзисторах. Они объясняются процессами перезарядки ОЧЕНЬ нелинейных ёмкостей, процессами рассасывания заряда в базе p-n переходов (а это вообще жуть, если использовать обычные НЧ транзисторы) и т.п. И на верхней частоте звукового диапазона, хорошо линеаризованный усилитель с неглубокой ООС будет такие штуки выкидывать, что будь здоров. А вы всё про эти диоды. Как показывает микрокап они даже и на 1 дБ не ухудшают общий уровень искажения в минус 105 дБ. И вообще их можно зашунтировать конденсатором.

[Mepavel]

Схема на россыпи на СВЧ транзисторах с общей ОС в реале не будет работать. Только в микрокапе...

Откуда такая уверенность? Вы работали с этими транзисторами?
А почему у меня схемы работают на россыпи СВЧ транзисторов, более того превосходно поддаются моделированию вплоть до 3,5 GHz. В микрокапе я дал слабину, намеренно даже с запасом задавил трехточки. В реальности можно ещё попробовать улучшить параметры. И индуктивности ног привесил, даже с запасом, там где это необходимо.

---------- Добавлено в 20:07 ---------- Предыдущее сообщение в 19:40 ----------

Скажите, Вы верите, что крутизна одного полевика совпадает с крутизной комплиментарного ему с точностью в процент (да еще и во всем диапазоне токов)?

Забудьте об идеальной комплиментарности. У меня ООС глубокая. Для меня главное, чтобы эти два транзистора мощность отдавали))) Если уж вам так хочется одинаковую крутизну, то поставьте в истоки резисторы. Но ИМХО это глупо в данной схеме и ничего не даст.
Кстати спасибо большое AlexAV за проявленную внимательность.

У Вас в схеме вместо IRF530 стоит IRF510.

Исправил, а то я что-то не мог понять, почему у одного транзистора крутизна такая маленькая при установке тока покоя) Теперь всё хорошо). Спасибо. И интермодуляция естественно улучшилась на 6 дБ, а то 510-й, мягко говоря, не тянул.

Кстати, а как Вы оцениваете качество "сшивки" двух полуволн, получится там выйти на приемлемый уровнь линейности?

ВК с ОИ обеспечивает превосходное качество «сшивки» при токе покоя 10-20 мА.
Но ведь это опять не стыкуется с тем, что Вы-же и заявили. Как, извините,

"уделать по КПД" если ток потребления ампер 5?? 300 Ватт в режиме покоя, это с чем нужно сравнивать УНЧ, чтоб он оказался "уделывающим"??

Забудьте про токи в 5 ампер!.. Мне не нужно ультра линейности на НЧ. А КПД при токе покоя в 20 мА, с учётом того, что амплитуда на выходе усилителя практически равна питанию, будет близок к пи на 4, т.е. 78%.

Неужели Вы верите, что усилитель отработает такой режим не моргнув глазом и это пройдет бесследно?

Не переживайте, эти транзисторы спокойно работают на 10 МГц и отдают токи под 6 ампер. В звуковом диапазоне ничего с ними тем более не случится). Если Вы не заметили, затвором управляет очень мощный двухтактный повторитель.

Так чего ради отказываться от куда более линейной схемы с общим стоком?

А Вы возьмите осциллограф с граничной частотой 500 МГц и посмотрите, что будет твориться на выходе такого каскада при использовании в нём IRF-ов. Думаю Вам станет тогда понятно, откуда берутся интермодуляции. Да и смысл использовать этот каскад, если и с ОИ всё будет работать? И усилитель удовлетворяет предъявленным требованиям? А так преимущество ОИ на лицо.

Вы верите, что отклонения токовой зависимости от прямой составляют менее полупроцента??

Благодарю за проделанную работу. Очень уважаю посты с доказательствами и численной оценкой.
Ну а так, я как бы занимаюсь наукой в области физики полупроводниковых приборов. В данном случае в производстве СВЧ LDMOS и DMOS транзисторов, а так же мощных усилителей и передатчиков на их основе. Рабочие частоты вплоть до 3,5 ГГц. Вопросы линейности там стоят не меньше, чем в звуковой технике.)

[ViktKors]

P.S. Если интересно, залейте новый файл схемы усилителя в MC. Посмотрите файл в приложении

Сделайте так, чтоб в этом новом файле выход не улетал в насыщение в одном из плеч. 32 вольта на выходе - не самый оптимальный режим для анализа схемы.

Заодно можете и ток покоя поставить в 10 мА, как обещали, там нынче так и осталось 4 А.
Ну и добавить пару элементов, чтоб сразу была видна АФЧХ петлевого усиления - тоже не помешало-бы.

---------- Добавлено в 18:22 ---------- Предыдущее сообщение в 18:17 ----------

..Как показывает микрокап они даже и на 1 дБ не ухудшают общий уровень искажения в минус 105 дБ.

Микрокап показывает искажения..
Как там вы говорите - "я ржу". Он показывает примитивность моделей транзисторов.

И я не про диоды, а про уровень линеаризации. Так или иначе, на 20 кГц ООС не будет глубокой. И потому искажения усилителя претендующего на "хорошесть" (независимо от глубины ООС) должны быть не более нескольких процентов. И смеятся над этим - себе дороже.

---------- Добавлено в 18:25 ---------- Предыдущее сообщение в 18:22 ----------

Забудьте об идеальной комплиментарности. У меня ООС глубокая. Для меня главное, чтобы эти два транзистора мощность отдавали

Ну с таким подходом - конечно. "ООС все поправит". она у вас глубокая. на 100 Гц, как Вы и сказали.

Можно вообще обо всем забыть.

---------- Добавлено в 18:28 ---------- Предыдущее сообщение в 18:25 ----------

Забудьте про токи в 5 ампер!.. Мне не нужно ультра линейности на НЧ. А КПД при токе покоя в 20 мА, с учётом того, что амплитуда на выходе усилителя практически равна питанию, будет близок к пи на 4, т.е. 78%.

Раз просите - можно и про это забыть.
Только сначала неплохо -бы увидеть эти самые 10-20 мА в модели.

И еще про КПД .. Вы же сами хорошо рассказали про страшные нелинейные емкости. Они дадут вам снизить падение напряженя сток-исток менее 5-6 вольт?

---------- Добавлено в 18:38 ---------- Предыдущее сообщение в 18:28 ----------

Не переживайте, эти транзисторы спокойно работают на 10 МГц и отдают токи под 6 ампер. В звуковом диапазоне ничего с ними тем более не случится). Если Вы не заметили, затвором управляет очень мощный двухтактный повторитель.

Речь не о том, что их инерционность позволяет вытянуть из них 10 МГц. Речь о том, что там нелинейные емкости взлетают при большой амплитуде под 1000 пФ. И этот эффект (не зависящий от 10 МГц) вполне себе портит на 10 кГц.
И самый мощный двухтактный повторитель очень себе чувствует если его грузить то на 100, то на 1000 пФ. Сколько там тогда выходного сопротивления (активного!) нужно, чтоб обеспечить полосу в 10 МГц с приемлемыми фазовыми искажениями? 16 Ом? Их обеспечит тот самый раскачивающий каскад?

А Вы возьмите осциллограф с граничной частотой 500 МГц и посмотрите, что будет твориться на выходе такого каскада при использовании в нём IRF-ов. Думаю Вам станет тогда понятно, откуда берутся интермодуляции. Да и смысл использовать этот каскад, если и с ОИ всё будет работать?

500 МГц - это несколько за пределами звукового диапазона.
А задача-то попроще. Обеспечить устойчивость и линейность в полосе ООС, мегагерц до 10-ти.
И тут стоит начать с банальных режимов работы, емкостей, характеров импедансов.
Согласования всего этого.

Очень уважаю посты с доказательствами и численной оценкой.

Пока не приводилось ни доказательств ни каких-либо численных оценок.
Хотя могу предложить Вам на основании датащита оценить искажения Вашего выходного каскада. Пусть это будет именно та часть искажений, которая Вам кажется столь несущественной - искажения на "постояном токе" и от нелинейностей емкостей.
Не нужны точный оценки, точность "по порядку величины" вполне достаточна. Только чур без МС - самообман тут вроде как ни к чему..

P.S. Это не СВЧ. Тут многие мелочи преобретают первостепенное значение (как та-же линейность на уровне процентов), а другие не имеют никакого. Как например тот-же КПД - звуковой сигнал далеко не синус, пикфактор реальной музыки требует содержать 100 ваттный усилитель чтоб получить 10 ватт без клиппинга, какая-уж тут разница КПД 78% или 60% - лишь бы не грелся..

А профессионализм - это хорошо. может научите чему-то, тут нас любителей много, и все без образования и опыта работы, а в небо к звездам хочется...